(最新整理)CMOS运算放大器报告

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2、2016 教师 程梦璋 华侨大学电子工程系目录一、运算放大器1二、电路结构分析22。1、小信号等效电路22。2、直流开环电压增益22.3、输入输出电压传输方程32.4、电路的零极点42。5、小信号带宽42.6、共模抑制比5三、电路参数设计53。1、运算放大器的手工计算53.2、验证手工计算的运放主要参数7四、仿真结果与分析81、运放的输入失调电压仿真92、运放的共模输入范围103、运放的输出电压摆幅特性104、运放的小信号相频和幅频特性115、运放的静态功耗136、运放的转换速率分析137、运放的共模抑制比分析148、运放的电源电压抑制比分析149、运放各器件仿真结果和手算结果对比15一、运算

3、放大器运算放大器是模拟集成电路设计中的基本电路模块,图1.1所示的是一个电容性负载的两级cmos基本差分运算放大器，其中，part1为运算放大器的电流镜偏置电路；part2为运算放大器的第一级放大器；part3为运算放大器的第二级放大器。第一级放大器为标准基本差分运算放大器，第二级放大器为pmos管作为负载的nmos共源放大器.为了运算放大器的工作稳定性，在第一级放大器和第二级放大器之间采用补偿网络来消除第二个极点对低频放大倍数、单位增益带宽和相位裕度的影响。在运算放大器的电路结构图中，m1，m2，m3，m4，m5构成pmos对管作为差分输入对,nmos电流镜作为输入对管负载,尾电流控制差分输

4、入对的标准基本差分运算放大器;m6，m7构成以pmos管作为负载的nmos共源放大器；m14（工作在线性区）和电容cc构成运算放大器的第一级和第二级放大器之间的补偿网络；m9m13以及r1组成运算放大器的偏置电路.图1。1 cmos两级运放的电路结构运算放大器的设计指标见表1。1,下面将根据该表给定的运放性能指标进行两级运放的主体电路设计，然后设计两级运放的偏置电路，最后介绍该运放的版图设计.其设计流程是：首先根据技术指标，手工估算电路中各晶体管的宽长比；然后再对其进行仿真;通过反复的仿真和修改各个晶体管的参数，进行电路参数优化，最终达到设计要求的性能指标。表1.1 运放性能指标性能单位数值小

5、信号低频电压增益 （dc gain）v/v3000单位增益带宽 （unitgain bandwidth）mhz100相位裕度 （phase margin）度70转换速率 (slew rate）v/s100建立时间 1 (settling time）ns80共模抑制比 （common mode rejection ratio)db80电源电压 （power supply）v5输入共模范围 （input common mode range）v1.53.5电压输出范围 （output range）v0.34.7负载电容 （load capacitance）pf2功耗 （power consumpti

6、on）mw15电源电压抑制比 （power supply rejection range）db802、 电路结构分析2。1、小信号等效电路暂时不考虑调电阻 m14,绘出电路的等效模型，如图2。1所示：图2.1 等效电路模型2。2、直流开环电压增益 第一级： 第二级： 故总的直流开环电压增益为: 2.3、输入输出电压传输方程图2。2、第一级小信号等效电路分别在节点2和节点3列kcl,得到：图2.3、第二级小信号等效电路对节点3运用kcl得到:对节点5运用kcl得到:2。4、电路的零极点将两级传递函数结合起来，得到两级运放的总的传递函数为:其中，av0 为直流增益，传递函数的零极点如下: 另外要注

7、意的是,这个电路中还存在着两个右半平面的零点，它们可能都在10 倍gbw 之外，较近的一个是由m2 的cgd 引起,大约为gm2/cgd，较远的一个由m6 的cgd 引起，大约为gm6/cgd.采用rz 的超前相位补偿不会改变这两个rhp 零点的位置。2。5、小信号带宽 上式中，含有两个工艺参数p 和cox，而设计参数有四个,分别是cc、w1、l1 和vgst1，可以看到gbw 与管子的沟道宽度和过驱动电压成正比，而与cc 和l 成反比.也就是说，要得到高的gbw 就需要增大m1 和m2 管的过驱动电压或者减小其沟道长度，同时可以发现，这与提高增益的要求是相互抵触的,而且管子面积的减小也会使得

8、噪声性能变差，所以在设计电路的时候，需要根据具体应用和设计指标进行权衡。2.6、共模抑制比 将跨导和单管输出阻抗替换，忽略单管输出阻抗的沟道长度调制效应，考虑ids1ids2ids3ids4ids5/2，得到：降低过驱动电压可以提高cmrr，另外将m5 替换成高阻抗电流源也可以提高cmrr,但这样会降低共模输入范围。3、 电路参数设计3。1、运算放大器的手工计算 假设从该运放设计所采用的工艺模型中查到以下主要工艺参数 ， vthn = 0。54 v，|vthp| = 0。75v 1、通过运放转换速率sr求m5的漏极电流 假设： 网络补偿电容cc=2pf,因为sr=id5 / cc = 100

9、v/s，id5为m5的漏极电流，则:id5=srcc =100 v/s2=200a。由于流过m5的电流为200a，则流过m1、 m2、m3和m4的电流为200ma/2=100a。 2、通过mos管的饱和区和线性区的临界过驱动电压求m5的w/l宽长比因为m5工作在饱和状态,则vds5(vgs5vthp），在线性区和饱和区的交界处的临界过驱动电压veff5=vds5=vgs5vthp，则： (3.1） （3。2)根据共模输入电压的最大值的要求为3。5v。由于vin（cm）max=vdd veff5 vgs1=3.5v，且, vgs=veff +vthp。假设m5 和m1管的临界过驱动电压相同，即v

10、eff5=veff1=veff。则3。5v =5 veff veff vthp=5 2veff 0.75，即2veff=5 3。5 0.75=0。75v,veff=0。375v，所以 3、通过mos管的饱和区和线性区的临界过驱动电压求m6的w/l宽长比，同理我们可以得出： .假设id6= id5=200ua，且电路输出的最大摆幅为4.7 v,即：vout（max）=4。7v=vddveff6，所以veff6=54.7=0。3v， 4、求m7的w/l宽长比输出摆幅的最小值为vout（cm）min=0.3v=veff7 5、求m3和m4的w/l宽长比为防止系统误差，m7、m6、m5和m4的尺寸要满

11、足下式 （3。3）因为 （w/l）6 = 103.36 ,（w/l）5 = 66.15 ，(w/l）7 = 48。31，则， (w/l)4 =(w/l）3 = 15.46 6、求m1和m2的w/l宽长比p需的各个压增益为： 由于单位增益带宽fu=gm1/2cc=100mhz，则 gm1=2ccfu=6。28210-12100106=12.566104=1。2566ms 因为 （3。4） 所以 （3。5） 7、求运放偏置电路各晶体管的w/l宽长比 为了节省运放的功耗，运放的偏置电流镜电路采用与差分运放尾电流比例为1/10的电流设置,则m8、m9、m10、m11和m12的w/l宽长比应为m5的w/

12、l宽长比的1/10,即：(w/l）8=(w/l)9=（w/l）10=(w/l）11=(w/l）12= 6。62 取r1=1 k,则（w/l)13=4（w/l)12 = 26。483。2、验证手工计算的运放主要参数 1、小信号低频放大倍数： 第一级运放放大倍数: 第二级运放放大倍数： 其中，gm1和gm7分别为nmos管m1和m7的跨导；gds2，gds4,gds6 和gds7分别是m1，m4，m6 和m7的输出电导。并且有 根据mos管输出电阻的经验公式：对于nmos管，有；对于pmos管，有 取所有mos管的沟道有效长度1。5m，则=120 k；=60 k；=180 k;=90 k； 因此，

13、运放的小信号低频放大倍数au为 （3。6） （3.7） 2、静态功耗pdc pdc=vdd（id5+id7）=5（200+200+80）=2.4mw15 mw （3。8） 3、cmrr共模抑制比由上面计算可知,gm1=1。2566ms，gds1= gds2=0.0056ms=90 k；=26940=88。6(db）80db（3.9）四、仿真结果与分析 首先进行运算放大器直流分析的仿真,这个仿真的意义是为运算放大器的每个mos器件确定初步的静态工作点。其目的是： 保证同一支路各个mos器件的漏源电压分配合适，且所有的mos器件要保证工作在饱和区； 调节电流镜，使电流镜的输出电压大致在3。3v3.

14、7v范围内,第一级的输出直流电压在0.9v1。2v范围内，第二级的输出直流电压在2。5v左右。然后进行运放的小信号相频和幅频特性仿真，在仿真之前，首先要假定补偿网络nmos管m14的尺寸。m14的w/l宽长比估算方法如下.从前面的假设条件和运算放大器的设计指标得到：网络补偿电容cc=2pf，单位增益带宽fu=100mhz,则根据网络补偿电阻计算公式： （3。10）用m14代替rc电阻，m14必须工作在深线性区.由于m14的栅极接电源电压vdd，只要控制m14的vds足够小，m14必然工作在深线性区.这里，m14的vgs接近于5v,vds接近于1.3v， 则m14工作在深线性区，根据mos管深线

15、性区导通电阻的计算公式 （3.11） (3.12）取m14的沟道有效长度为1.5 m，则m14的沟道宽度为12。591。5 = 18.89 m。实际上在进行运放的小信号相频和幅频特性初步仿真时，网络补偿电阻先不要采用nmos管而用电阻代替。根据cmos差分放大器和共源放大器工作原理分别调试差分放大器的尾电流管，差分对管，差分对管负载管的尺寸；共源放大器放大管和负载管的尺寸得到满足设计指标的运放的小信号幅频特性，调节网络补偿电容cc的电容值得到满足设计指标的运放的小信号相频特性以及相位裕度。最后，采用m14代替rc电阻并调节m14的沟道宽度达到和网络补偿电阻相同的小信号幅频，相频特性。参数调整后

16、静态工作点分析: 1、运放的输入失调电压仿真通过仿真运放的直流传输特性是测量其输入失调电压。运放的电源电压为5v,在开环状态下，其反相端接2。5v直流电压，同相端加从2.45v到2.55v的直流扫描电压，做dc仿真得到的运放的直流传输特性如图4。1所示，其输入失调电压为0mv,满足了通用运放失调电压的要求. 图4.1、运放的直流传输特性分析 2、运放的共模输入范围 运放的共模输入范围是运放的输入输出跟随特性。运放的电源为5v，运放的反相端和输出相连，构成缓冲器；同相端加直流扫描从0到5v，经仿真得到的运放输入输出跟随特性如图7。20所示，其输入共模电压范围从0。4v到4。81v，满足了设计指标

17、的要求。 图4。2、运放输入输出跟随特性 3、运放的输出电压摆幅特性 运放的输出电压摆幅特性是仿真运放的输出电压最大值和最小值。运放的输出电压摆幅特性仿真电路如图4.3所示，其反相比例放大器增益为10。图4。3、运放的输出电压摆幅特性仿真电路正输入端接2.5v的直流电压， vin 输入端加从0到5v的直流扫描电压，经仿真得到的运放输出电压摆幅特性见图4.4，运放的输出电压摆幅是从0到5v,满足了运放指标对输出电压摆幅的要求。图4.4、运放的输出电压摆幅特性 4、运放的小信号相频和幅频特性运放的小信号相频和幅频特性是仿真运放的开环小信号放大倍数及其相位随频率的变化趋势，从而得到运放的相位裕度和单

18、位增益带宽指标,并进一步鉴别运放的放大能力、稳定性和工作带宽.运放的输出端接2pf的负载电容，电源电压为5v，共模输入电压为2。5v,差模输入幅度为1v的交流信号，即两输入端的输入交流信号相位相反。做交流小信号分析，可以得到运放的小信号相频和幅频特性如图4.5所示。从仿真结果可以看出，运放采用rc补偿，在满足单位增益带宽的同时，能很好的调节相位裕度。运放的低频开环增益为82.9db，单位增益带宽为110mhz，相位裕度为70度，其中,低频开环增益和单位增益带宽这两项仿真结果远高于运放指标的要求。图4.5、运放的小信号相频和幅频特性 5、运放的静态功耗运放的静态功耗是指当运放在输入平衡状态下电路

19、消耗的总电流和总电压的乘积.在电源电压5v,运放的两输入端输入共模电压2.5v时，运放各支路的静态电流之和为2。2054ma，则运放的静态功耗为11.027mw，小于指标的要求。 6、运放的转换速率分析 运放的转换速率是分析运放在大信号作用下的反应速度。仿真运放的转换速率可将运放的输出端和反相输入端相连构成单位增益结构。运放的同相输入端输入2v到3v的阶跃信号，利用仿真软件对该电路做瞬态分析得到的输出波形见图4。6，从仿真波形得到：在输出上升曲线的10和90%处，其电压分别为2。9v和2.1v;时间分别为19ns和12。8ns。运放的转换速率sr=(2.9v-2。1v）/( 19ns-12。8ns）=129v/s，基本满足运放的转换速率的指标要求。图4。6、运放的转换速率分析 7、运放的共模抑制比分析运放的共模抑制比是测试运放对共模信号的抑制能力。仿真方法是在运放的开环状态下,在运放的同相和反相输入端同时加入一个幅度为1v的交流小信号源,对电路进行交流小信号分析，仿真结果如图4.7所示。从仿真结果可得，运放的低频共模电压增益为0。521db。因为运放的共模抑制比（db为单位）等于其差模电压增益（db)减去共