数字控制双向全桥DC-DC变换器的研究

1、分 类 号学号 2003611310062学校代码 10487密级玮平科技大学硕士学位论文数字控制双向全桥dc/dc变换器的研究学位申请人：牛金红学科专业：电力电子与电力传动指导教师：康勇教授 答辩日期：2006年4月29日a thesis submitted in partial fulfillment of the requirements for thedegree of master of engineeringa study of bi-directional full-bridge dc/dc converter based on digital controlcandidate

2、:niu jin hongmajor:power electronics and electric drivesupervisor: prof. kang yonghuazhong university of science and technologywuhan, hubei p.r. china 430074april, 2006独创性声明本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。 尽我所知， 除文中已经标明引用的内容外， 本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。 对本文的研究做出贡献的个人和集体， 均已在文中以明确方式标明。 本人完全意

3、识到本声明的法律结果由本人承担。学位论文作者签名：日期： 年 月 日学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版， 允许论文被查阅和借阅。 本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 可以采用影印、 缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。保密口，在年解密后适用本授权书。本论文属于不保密口。（请在以上方框内打）学位论文作者签名： 指导教师签名：日期： 年 月 日 日期： 年 月 日摘要双向dc/dc变换器(bi-directional dc/dc converte

4、r, bdc)是可双象限运行的直流 - 直流变换器。该变换器能够根据实际需要调节能量的流动方向，在功能上相当于两个单向直流-直流变换器。随着科技和生产的发展，对双向dc/dc变换器的需求逐渐增多，主要有直流不停电电源系统、航天电源系统、电动汽车等应用场合。在需要能量双向流动的场合，双向dc/dc变换器的应用可大幅度减轻系统的体积重量和成 本，有重要的研究价值。本文主要研究适用于中大功率场合的数字控制隔离型双向全桥dc/d吸换器。本文首先在介绍双向dc/dc变换器的概念、构成方法的基础上引出双向全桥dc/dc变换器，该变换器变压器高压侧为电压型全桥结构，接直流母线；低压侧为电 流型全桥结构，接蓄

5、电池。接着介绍双向全桥dc/dc变换器的工作原理，该变换器有两种工作模式： 充电模式时， 高压侧开关管有驱动信号， 低压侧开关管驱动信号封锁， 工作原理与单向全桥dc/d吸换器类似；放电模式时低压侧开关管有驱动信号，高压 侧开关管驱动信号封锁，工作原理与 boost型全桥dc/d喙换器类似。同时分析了变 换器工作过程中存在的占空比损失、开关管电压尖锋、启动控制等问题及相应的解决 方案。然后用状态空间平均法建立变换器的小信号模型，研究双向全桥dc/dce换器的控制模型，分析变换器的闭环系统稳定性，并给出单闭环pid控制器的设计方法。最后给出一台200w双向全桥dc/dc变换器系统设计、软件流程、

6、数字 pid控制 器的实现方法、及实验结果与分析。关键词：双向全桥dc/d吸换器充电模式放电模式控制模型数字pid控制3abstractbi-directional dc/dc converter (bdc) is the two-quadrant operating dc/dc converter. the power can flow in either direction between two dc sources. bdc performs as two dc/dc converters. with the development of the science and product

7、ion, bdc is increasingly used in applications such as dc uninterruptible power supply, aerospace power supply, and auxiliary power supply of electric vehicles, etc. the employing of bdc can reduce the size, the weight, and the cost of power system. this thesis is concentrated on the research of the

8、digital controlled bi-directional, isolated, full-bridge dc/dc converter. this converter is usally used in high power applications.in chapter one, the conception, creation of the bi-directional dc/dc converter are presented, and the bi-directional, isolated, full-bridge dc/dc converter is proposed.

9、the converter is operated with dual full-bridges placed on each side of the isolated transformer. the high voltage (hv) side is connected to the dc generator supply, and the low voltage (lv) side is connected to the battery. in chapter two, the operating principle of the bi-directional full-bridge d

10、c/dc converter is introduced. when power flows from the hv-side to the lv-side, the converter works in buck/charge mode to charge the lv-side battery, and the switching signal on hv-side is turned on, on lv-side is locked; otherwise, it works in boost/discharge mode to power the hv-side load, and th

11、e switching signal on lv-side is turned on, on hv-side is locked. charge mode works as isolated full-bridge dc/dc converter, and the discharge mode works as isolated full-bridge boost converter. chapter two also proposed some problems and the solved methods, such as the loss of duty ratio, voltage s

12、pike, startup controlling, etc. in chapter three, an extended state-space averaged model is developed to build the small signal model of the converter in both directions of power flow. a pid controller is designed to make the system has a satisfactory transient response against the disturbance.final

13、ly, a 200w prototype has been built. the design of hardware and software, realization of digital pid controller, etc are introduced in detail. the experimental results of the converter are proposed to confirm the theory analysis.keywords: bi-directional full-bridge dc/dc converter charge modedischar

14、ge mode controller model digital pid controller摘要 iabstract i.i.1 绪论1.1 双向dc/dc 变换器概述(.1. )1.2 双向dc/dc 变换器的应用 (.5. )1.3 双向 dc/dc 变换器的现状和发展 (.7)1.4 本文的研究意义和主要工作(.9. )2 双向全桥 dc/dc 变换器2.1 引言 (.1.1)2.2 双向全桥dc/dc 变换器的工作原理(.11)2.3 开关管电压尖峰问题 (.2.4)2.4 双向全桥dc/dc 变换器的启动控制 (.26)2.5 本章小结 (.3.1)3 双向全桥 dc/dc 变换器

15、控制模型的研究3.1 引言 (.3.2)3.2 非隔离型双向 buck-boost 变换器的小信号模型(32)3.3 双向全桥 dc/dc 变换器小信号模型的建立(.41)3.4 小信号模型稳定性分析 (.4.2)3.5 本章小结 (.4.7)4 双向全桥 dc/dc 变换器的系统设计4.1 引言 (.4.8)4.2 主电路参数设计(.4.8)4.3 辅助电路设计(.5.2)4.4 控制电路设计(.5.5)4.5 本章小结(.5.8)5 双向全桥 dc/dc 变换器系统的软件设计及实验结果5.1 引言(.6.0)5.2 双向dc/dc 变换器数字化控制的软件实现 (.60)5.3 数字pid控

16、制器的算法实现(.62)5.4 实验结果及分析(.6.3)5.5 本章小结(.7.0)全文总结 (.7.1)致谢 (.7.2. )参考文献 (.7.3)附录 攻读硕士学位期间发表的论文 (.77)1.1双向dc/dc变换器概述电力电子变换器是应用电力电子器件将一种电能转变为另一种或多种形式电能的装置。电源可分为两类：一是直流电(dc),其频率f 0;二是交流电(ac),其频 率f 0o因此按转换电源的种类，可分为4类基本的电能变换器13,如图1.1所示。图1.1电能变换器类型dc/dc变换器，又称直流斩波器，将一种直流电转换成另一种直流电的电能变 换器，是直流开关电源的主要部件。dc/ac逆变

17、器，将频率f 0的直流电转换成频率f 0的交流电的电能变换器, 是交流开关电源和不间断 ups勺主要部件。ac/dc整流器，将频率f 0的交流电转变成频率f 0的直流电的电能变换器。ac/ac变频器，将频率为。交流电转变为另一种频率为f2交流电的电能变换器。这四类变换器可以是单向的，也可以是双向的，单向电能变换器将从一端输入的 电能经变换后从另一端输出，双向电能变换器可实现电能的双向流动。本文主要研究 对象是电能可以双向流动的 dc/d喙换器，也称为双向dc/d喙换器。1.1.1 双向dc/dc变换器的原理介绍单向dc/d3换器，能量只能从一端输入，从另一端输出，如图 1.2所示，这类 变换器

18、的主功率传输通路上一般都有二极管这个环节，因此变换器传递能量时只能是单向的，即图1.2中，能量只能从v1经变换器传输到v2,而不能反向流动。然而对于 有些需要能量可双向流动的场合(s和v2可以是直流电压源或直流有源负载，它们的电压极性保持不变。能量有时可从 vi传输到v2,有时可从v2传输到vi),如果仍使用 单向dc/d喙换器，则需要将两个单向dc/d吸换器反并联，如图1.3(a)所示，单向 dc/d吸换器i实现从v到v2的能量流动，反并联单向dc/d吸换器ii实现从v2到vi 的能量流动。但是这样电路就会变得复杂化，实际上可以将这两个单向变换器的功能 由一个变换器来完成，即是双向 dc/d

19、喙换器45。图1.2单向dc/dc变换功能框图ii 0,i20(a)双-单向dc/d皿换器结构(b)双向dc/d凄换器结构图1.3双向dc/dc变换功能框图双向dc/d喙换器是指在保持变换器两端的直流电压极性不变的情况下，能够根据需要调节能量传递方向的直流变换器245,如图1.3(b)所示。双向dc/dc变换器 置于电源vi和v2之间，控制其间的能量传递。i1和i2分别是v1和v2的平均输入电流。 根据实际需要，可以通过双向 dc/d3换器的控制器控制功率流向：使能量从 vi传输到v2,称为正向工作模式，此时ii为负,i2为正；使能量从v2传输到vi ,称为反向工作模式，此时l为正，i2为负。

20、d21.1.2 双向dc/dc变换器的构成方法d2di*qiq2(a)单向dc/d要本变换单元(b)双向dc/d匿本变换单元图1.4双向dc/dc基本变换单元演变示意图(a)单向buck dc/dc变换器(b)单向boost dc/dc变换器qil，yvc(c)双向 buck-boost dc/dc 变换器图1.5双向buck-boost dc/dc变换器演变示意图从电路拓扑上讲，单向dc/d吸换器可简化为含有如图1.4(a)所示单向基本变换 单元的基本原理结构5,该基本变换单元由一个有源开关和一个二极管构成，简单的 实例如图1.5(a)中的单向buck dc/dc变换器和图1.5(b)中的单

21、向boost dc/dc变换 器，由于二极管的存在，能量只能单方向传输。而常规的双向dc/dc变换器可简化为如图1.4(b)所示双向基本变换单元的基本原理结构，此双向变换单元由两个各自有反 并联二极管的有源开关构成(反并联二极管也可是有源开关管体内寄生二极管)1.5(c) 为基本的双向 buck-boost dc/dc 变换器，它有两种简单的工作方式：q2 保持关断，qi采用pw0式工作，变换器实际为一个 buck电路，能量从vi传输到v2； qi 保持关断，q2采用pw0式工作，变换器实际为一个boost电路，能量从v2传输到v1。用同样的方法，可以将升降压式(buck/boost) 、库克

22、 (cuk) 、瑞泰 (zeta) 、赛皮克 (sepic) 、全桥 (full-bridge) 等直流变换器构成bi buck/boost 、 bi cuk 、 bisepic-zeta 、 bi full-bridge 等双向直流变换器2 。与传统的采用双-单向dc/d吸换器来达到能量双向传输的方案相比，双向dc/dc变换器应用一个变换器来控制能量的双向传输，使用的总体开关器件数目少，且可以更快的进行功率传输方向的切换。而且，一般双向 dc/d吸换器更方便在现有的电路 上使用同步整流工作方式，有利于降低通态损耗45。总之，双向dc/dc变换器具有 高效率、体积小、动态性能好和成本低等优势。

23、1.1.3 双向 dc/dc 变换器的分类按照双向dc/d吸换器的构成方法，双向dc/dc变换器可以由单向dc/d吸换器 演变而来，按输入和输出之间是否有电气隔离，或功率开关器件的个数进行分类25 。非隔离型双向 dc/dc变换器有：bi buck-boost、bi buck/boost、bi cuk、bi sepic-zeta 等， 这类变换器只能实现电流的双向流动， 并不能改变电压的极性， 故称 为电流双向变换器，即在电压和电流为坐标的平面内，仅电流可正可负，变换器工作 在第 i 和第 ii 象限。电压双向变换器则只能实现电压极性的变换，电流方向不变，变换器工作在第i和第iv象限。桥式直流

24、变换器既能实现电流的正与负，也能改变输 出电压的极性，为四象限直流变换器。因而这种四象限直流变换器对直流电机电枢供电时，可以使直流电机在四个象限区域工作。隔离型双向dc/dc变换器有：反激式双向(bi flyback)dc/dc变换器，正激式双向(bi forward)dc/dc 变换器，双向半桥(bi half bridge)dc/dc变换器，双向推挽(bi push-pull)dc/dc 变换器，双向全桥(bi full bridge)dc/dc 变换器等。不仅同一种类型的隔离直流变换器可构成隔离型双向dc/dce换器，而且不同形式的隔离直流变换器也可组合成隔离型双向dc/d喙换器。直流变

25、换器的拓扑有很多种，也在不断发现新的电路拓扑。双向直流变换器的电路拓扑也在不断增加。双向直流变换器按开关转换条件，也可分为硬开关和软开关两类2 。1.1.4 隔离型双向全桥dc/dc变换器在非隔离型双向buck-boost dc/dc变换器的电路拓扑结构中插入高频变压器， 即可构成隔离型buck-boost dc/dc变换器拓扑58,图1.6(a)为隔离型buck-boost dc/d吸换器的基本形式，其中高频整流/逆变单元和高频逆变/整流单元可以由全桥、 半桥、推挽等电路拓扑构成。图1.6(b)的整流/逆变单元和逆变/整流单元均是全桥结 构，该拓扑即是本文的研究对象。隔离型buck变换器的研

26、究比较深入、应用广泛，但隔离型boost变换器的研究相对较少，因此boost变换器中存在的启动和开关管电 压尖峰的问题6在隔离型双向buck-boost dc/d吸换器中同样存在。本文主要研究电 压-电流组合型隔离型双向全桥dc/d喙换器，后面的章节中将会做详细的介绍。(a)隔离型双向dc/d褒本拓扑+v1(b)隔离型双向全桥dc/d变换器图1.6隔离型双向全桥 dc/dc变换器1.2 双向dc/dc变换器的应用随着科技和生产的发展，对双向直流变换器的需求逐渐增多，应用也越来越广泛 本文列举两个应用实例供参考，一是在直流不停电电源系统( dc-ups中的应用，二 是在电动汽车燃料电池电源系统中

27、的应用。1.2.1 直流不停电电源系统(dc-ups)dc-upst源目前应用已经比较广泛，文献245中已有很多介绍。图1.7所示是一种dc-ups勺结构框图，由 ac/d吸换器、电池组 ba和双向dc/dc(bi dc/dc) 变换器构成。其工作原理是，当供电正常时，ac/dc变换器将直流母线电压调整到稳态电压，对直流母线上的负载供电，同时经 bi dc/dc给电7tfc组ba充电，若ba已充 足电，则双向变换器不进行功率转换；当供电电源掉电或出现故障时，双向直流变换 器将电池组电压转变成直流母线负载所需电压，给负载供电，使负载不断电。图1.7 dc-ups电源系统双向dc/d吸换器的功能是

28、：供电正常时作为电池组的充电器，保持电池充足电 状态；在供电故障后将电池组电压转变为直流母线电压，给负载供电。通常，电池组 充电的功率较小，放电时功率较大，因此对 bi dc/dc勺功率等级应依放电功率为准。 使用双向dc/dc变换器的好处是，可以将电池的充放电的工作分离出来，运用双向 dc/dc变换器单独处理蓄电池的充放电操作，更容易优化充放电过程，对于延长蓄电 池的寿命和提高充电效率都有好处。当然,双向dc/dc变换器也可以作为ac-ups啊中的中间直流链与蓄电池之间的 变换环节。1.2.2 电动汽车燃料电池电源系统燃料电池是一种可以将化学能转变成电能的装置，在电动汽车21011中有很好的

29、应用前景。在燃料电池系统中含有一个压缩机电机，正常运转情况下，该压缩机可由燃料电 池输出电压供电，但在电动汽车启动时，燃料电池电压尚未建立起来，需要辅助电源 来供电，提供压缩机电机的驱动能量，给燃料电池创造启动条件。辅助电源有两个作 用：在燃料电池启动前，提供直流母线的电压；当汽车制动时，希望制动能量能 够回馈并得到合理的应用。采用蓄电池作为辅助供电电源，通过双向dc/dc变换器可以满足这两个方面的要求：快速启动燃料电池；将制动能量回馈给蓄电池。图 1.8为电动汽车燃料电池电源系统结构框图，双向dc/d吸换器是此电源管理系统中的重要 组成部分之一。为了和目前的汽车负载保持兼容1214,电池电压

30、一般为12v,直流母 线电压为288v。蓄电池供电时，双向dc/d吸换器工作在放电模式，输入电池电压波 动，输出稳定电压288v,放电功率1.5kw;蓄电池储能时，双向dc/d吸换器工作在 充电模式，将电能存储于蓄电池中。上述领域中应用的双向dc/dc变换器的共同特点是：变换器功率较大，变换器所 连接的电路中一端是电压较低的蓄电池，另一端的电压较高。由于电压等级差别较大， 同时出于安全、输出匹配等因素的考虑，这类变换器一般都采用变压器进行低压与高 压之间的隔离，即选用隔离型双向 dc/dc变换器。逆 变 器双向dc/dc 变换器控制器电压箝位燃料电池11图1.8电动汽车用燃料电池电源系统框图此

31、外，双向dc/dc变换器还在航空电源系统、太阳能电池供电系统、光伏电池等 场合应用215。1.3 双向dc/dc变换器的现状和发展1.3.1 双向直流变换器的现状20世纪80年代初，为减轻人造卫星太阳能电源系统的体积和重量，美国学者提出 用buck/boost型双向dc/dce换器代替蓄电池充电器和放电器。此后人们对人造卫星 用蓄电池调节器进行了深入研究，并使之进入了实用阶段。1994年f.caricchi等研制成功电动车驱动用20kwk冷式双向直流变换器。同时香 港大学陈清泉教授（c.c.chan）也开展了电动车用双向直流变换器的研究和试验工作。1994年澳大利亚felix a.himmdl

32、stoss在pesc1994上发表文章16,总结了不隔离双向直流变换器的拓扑结构在6种单管非隔离直流变换器的开关管上反并联二极管，二极管上反并联开关管，即可构成以下4种双向直流变换器：buck-boost、buck/boost、 cuk、spepic-zeta双向直流变换器2。隔离型双向直流变换器有正激、反激、推挽、半桥、全桥等拓扑结构。桥式直流变换器有两类：一类是由双电压源型桥式直流变换器构成21517,主变压器两侧电路结构对称；一类是由电压源型桥式直流变换器和电流源型桥式直流变换 器构成21016。这两种桥式变换器均可具有软开关特性。控制方式有两种：变压器 两侧开关管相移控制1020,如图

33、1.9所示，其中li表示变压器等效电感，通过控制两 侧变换单元之间的相位关系来调节两个电源之间的能量传输大小和方向；只对变压器一侧开关管进行控制，来调节向另一侧传递能量的大小，另一侧开关管用其反并联 二极管整流211,或采用同步整流技术2126,工作原理类似单向直流变换器。双向全桥直流变换器适合中大功率场合，并且较容易通过移相控制方式实现软开 关，因此备受青睐。大量文献 可同102732对移相全桥变换器的工作原理、软开关条 件、实现软开关的方式、数学模型、控制方法等几个方面进行了深入研究，研究表明，全桥直流变换器现已成为中大功率直流变换器的主要拓扑结构，该拓扑易于实现零压开通的软开关过程，损耗

34、低，效率高。本文研究的对象即是电压源型全桥直流变换器 和电流源型全桥直流变换器组合而成的软开关型双向全桥dc/d喙换器。软开关技术在双向直流变换器中的应用，有利于双向dc/dce换器向小型化和模块化方向发展。1.3.2 双向直流变换器的发展双向直流变换器和电力电子变换器一样，基本要求是：工作可靠性高、成本低、 维修性好、体积小、重量轻、电气特性好等12。可靠性是最主要的要求，它是衡量成功率的尺度，通常以平均故障间隔时间，mtbf （以小时计）来表示，也可用平均故障间隔时间的倒数一一故障率，即每一千工作小 时的故障次数来表示。高的可靠性来自良好的设计、认真的制造、全面的检查、合理的使用、准确地安

35、装和正确的维修。电力电子变换器应该在合适的供电条件下不依赖于其他条件正常工作。变换器的故障不应导致给它供电电源的故障，也不应引起与其连接的其他设备的故障。变换器的故障应不导致不安全状态，不扩大故障，更不造成 火灾等严重事故。成本和所需费用是衡量变换器的第二个重要标准， 也是提高产品竞争力的主要因 素，应尽量在满足产品技术要求的前提下减少成本费用。维修性好坏是衡量产品的第三个重要因素。 市场需求一般是免维修的或者是维修 性好的产品。体积小、重量轻是产品设备的基本要求。必须通过精心的设计、合理的安装以减小体积和重量。电力电子变换器的电气性能包括供电电源的适应性、输出电能质量、电能转换效率和电磁兼容

36、性等方面。提高电能转换效率是电力电子变换器永恒的追求。低损耗， 就会有低温升和小的体积重量，因而就有高的可靠性。电磁兼容性既要考虑到不受外 界干扰信号大的影响，又要不危害其他设备的正常工作。综上所述， 电力电子变换器的发展方向是： 提高功率密度、 提高效率、 减少污染、 模块化结构。双向dc/d吸换器是电力电子变换器的组成部分，其发展方向基本相同。但双向 dc/dc变换器是电力电子变换器的一个新分支，是伴随航空航天、电动汽车等新的无 污染能源科技的发展而发展起来的，其前景十分广阔。1.4 本文的研究意义和主要工作1.4.1 本文的研究意义双向dc/d3换器这种典型的集双个单向dc/d吸换器于一

37、体的变换器，有着重要的研究价值。目前双向dc/dc变换器的研究工作主要集中在电路拓扑和控制方式两 个方面。文献2420中对双向dc/dc变换器已有较深入的研究，本文主要以应用于 中大功率场合的隔离型双向全桥 dc/d吸换器为研究对象，变换器有8个功率开关管， 高压侧是电压源型全桥结构，低压侧是电流源型全桥结构。目前对双向dc/d吸换器的控制模型方面的研究较少，因此研究并得出双向全桥dc/dc变换器的控制模型具有 重要的价值。1.4.2 本文的主要工作本文的主要研究对象为数字化控制电压-电流组合型隔离型双向全桥 dc/dc变换 器，针对该变换器做了以下工作：第一章介绍双向dc/d吸换器的概念原理

38、、构成方法、分类及应用领域，并对其研究现状和发展作了简略的介绍，并给出了本文的主要研究对象为隔离型双象全桥dc/d吸换器。第二章详细介绍双向全桥dc/d吸换器的充电模式和放电模式下的工作原理，并 分析了充放电模式下存在的一些典型问题及相应的解决方法。第三章是对双向全桥dc/d喙换器的控制模型的研究。首先利用状态空间平均法建立了带阻性负载非隔离型双向 buck-boost 变换器的小信号模型。然后推得带蓄电池有源负载的隔离型双向全桥 dc/d3换器的小信号模型。最后给出了变换器的闭环 控制-输出结构框图，分析了其稳定性及 pid控制器设计过程。第四章介绍双向全桥dc/d喙换器的系统设计，包括主电

39、路主要元器件的参数设 计，辅助电路和控制电路的设计。第五章介绍变换器的软件流程和实验结果及分析。 并介绍了数字pid 控制器的算法实现过程。最后对全文做了总结，并对进一步的工作方向作了展望。2 双向全桥dc/dc变换器2.1引言本文主要研究对象是带隔离变压器的双向全桥dc/d吸换器，该变换器隔离变压器两侧均为全桥结构：高压侧为电压型全桥结构；低压侧为电流型全桥结构。该拓扑结构的优点：主变压器只有一个一次绕组和一个二次绕组，通过正、反向 的电压得到正、反向磁通，变压器铁心和绕组得到最佳利用。全桥结构使得功率开关 管的最大的反向压降减半133 o该拓扑结构的缺点：需要的功率元件比较多。在导通的回路

40、上至少有两个管压降， 因此效率有所降低，由于变压器两侧均有四个开关管，损耗也略有增加。2.2双向全桥dc/dc变换器的工作原理充电模式图2.1双向全桥dc/dc变换器主电路2.2.1 变换器主电路拓扑带隔离变压器的双向全桥 dc/d吸换器的拓扑结构如图2.1所示。图2.1中变压 器两侧整流/逆变单元均是全桥型结构，高压侧的为电压型全桥结构，低压侧为电流 型全桥结构。两侧可以实现能量的双向流动2。图2.1中，r为高压侧母线负载；变压器两侧绕组匝数分别为n1、匝比为n n1 ： n2 ； lr1为变压器高压侧等效漏感或与外用电感之和；l,2为变压器低压侧等效漏感或与外用电感之和；cb1、cb2分别

41、为变压器高压侧和低压侧所用隔直电容；lf在充电模式时是滤波电感，放电模式时是储能电感；cf 是高压侧的滤波稳压电容。该变换器有两种工作模式：当供电电源vi正常时，开关ki闭合，vi提供母线负载 ri能量，同时通过变换器给蓄电池v2充电，称为充电模式；当供电电源vi故障时，开 关ki断开，蓄电池v2作为应急供电电源通过变换器升压后提供高压侧母线负载w能量，称为放电模式。充电模式时，开关管qi : q4有驱动信号，并采用移相pwm空制方式，而开关管q5 : q8则不加驱动信号，只利用其反并联二极管d5： d8实现输出全桥整流。放电模式时，开关管q5： q8有驱动信号，当四个开关管同时导通时电感lf

42、储能，当对管q5、 q8 (或q6 、 q7 )同时导通时，向高压侧负载传递能量，实现变换器的升压功能，而开关管qi : q4 则没有驱动信号，只利用其反并联二极管di : d4 实现输出全桥整流。下面详细说明这两个工作模式时电路的工作原理。2.2.2 充电模式工作原理2.2.2.1 等效电路当变换器处于充电模式时，开关ki闭合，供电电源vi向母线负载ri正常供电，同 时向电池充电。正常供电时，负载ri 所消耗的能量是恒定的，对双向变换器的传递功率没有影响，滤波电容cf上的电压保持为vi且恒定不变的，cf对变换器功率变换也 没有影响，故分析该模式工作原理时，可以不计母线负载ri和滤波电容cf

43、o因此，充电时主电路等效电路如图 2.2(a) 所示， 由图可见充电模式等效电路类似全桥直流变 换器 i3-4 ，由全桥逆变器和输出全桥整流滤波电路构成，因此，其工作原理的分析可以参考全桥直流变换器工作原理。所不同的是充电模式时负载是有源负载蓄电池。如果有源功率开关管的导通时间有差异， 则加在变压器高压侧的交流电压就会正负电压幅值相等、脉冲宽度不相等，其中将含有直流电压分量，会在变压器高压侧绕组中产生很大的直流电流，并可能造成磁路饱和而使变压器不能正常工作，因此，通常在逆变器输出和变压器高压绕组之间申入隔直电容i3 (如图2.2(a)中的cbi), lm是变压器高压侧等效漏感与外串电感之和。2

44、.2.2.2 控制方式桥式直流变换器和逆变器一样，有双极性、单极性和移相三种控制方式23 。在桥式直流变换器中，移相控制方式易实现开关管的零电压(zvs开通，故在此讨论研究移相控制方式下的全桥直流变换器。移相控制方式12一个桥臂的两个开关管的驱动信号1800互补导通且中间有死区， 两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角。通过调节移相角的大小来调节输出电压。 图2.2(b)中qi、q2的驱动信号超前于q3、q4一个相位，称qi、q2组成的桥臂为超 前桥臂，q3、q4组成的桥臂为滞后桥臂。图2.2(a)中的开关管qi： q4上不仅有反并 联二极管di : d4,还有并联电容ci： c4,它们可以是

45、开关管的结电容，或外加的小 电容。ci： c4的作用是使开关器件在关断时其两端电压从零缓慢上升，实现软关断， 减少关断损耗。在开关器件关断、开通过程中，电容ci : c4与lri谐振，使开关管在施加驱动信号开通时其两端电压已为零，从而实现零电压开通，无开通损耗。qq驱动信号2 3 6 7 qqd db avd c v门 4 5 8 n qqdd o12 428n ccqdd o22,58n dqddo3 4 5 8 n ccdd ot2t3t4t5/nt7t8t9i13v1q3q4q 7 鼠 d24c3模态2t1t2q1v1v1ftc1ip4c4q+c3模态 4t3t4模态 3t2t3q1q2

46、4c1q34c1q3ipipq4+c4模态 5t4t5图2.2双向全桥v1q2q4+c4-4模态6t5t6(c)dc/dc变换器充电模式2.2.2.3 运行模式分析为了使图2.2(a)电路工作原理的分析简明、清晰，假定：(1)所有功率开关管均为理想器件，忽略正向压降及开关时间;#(2)所有电感、电容和变压器均为理想元件； ci c2 gead , c3 c4 clag ；(4)只要滤波电感lf比较大，且lf? lri/n2 ( n为变压器匝比)，在一个开关周期中电流以变化不大，可以近似为恒定不变。图2.2(b)是该全桥变换器的充电模式时的主要工作波形1333,在一个开关周期 中，共有12个开关

47、模态，因为前半个周期的开关模态和后半个周期的开关模态工作 情况类同，所以图2.2(c)只画出稳态工作时半个周期6个开关模态的等效电路，且未 画出变压器输出电路。模态1t0:t1: tto时，qi关断，电感lri电流达到最大值ip ip。由于电路有电感，等效电感l lr1 n2lf很大，电流ip变化不大，ip从qi转到ci、c2。ci从零 电压开始充电，实现了qi软关断；c2放电。tti时，ci从零充电到vi,c2从vi放电到零，vab vcd 。，d2开始导电，创造了 q2的zv舔件。副边经d5、d8整流输出。在 toito:ti 期间：vcivc2vici0li pdt2clpadtoito

48、i 2cieadvi/ip(2-i)由于是在d2导通后开通q2,所以qi和q2驱动信号间的死区时间td(lead) toi,即：td (lead) 2cieadvi/ip(2-2)模态2t,:t2: t ti时，vabvcd。，d2开始导电；tt2时q4关断。tit2期问，vab 。，& b两点已不存在电压，ip逐渐减少，li感应电压使变压器输出vcd 。， 故副边仍是d5、d8导通。但由于回路等效电感l lm k2lf很大，故ip仍衰减缓慢， 直到t t2时q4有关断信号为止，ip i20由于lri较小，vcd 。to : t2期间对应于qi ( q2 )和q4 ( q3 )两桥臂之间的移相

49、角 ，2fst2fst2to, t /2fst2to,其中fs为变换器的开关频率。模态3 t2 : t3 ： t t2时q4关断，ip从q4转到c3、c40 c4从零电压开始充电，实 现了 q4软关断；c3放电，vabvc4从零变为负值。tt3时，c4从零充电到vi,c3从vi放电到零放电到零，vabvi , d3开始导电，创造了 q3的zvs条件。t?t3期间，vab 。，变压器原边电压反向，故二次绕组感应电动势使d6、d7开始导通，则d5、i5d6、d7、d8均导通，则vcd 0,vabvi全部加在lri上，使ip逐渐减少，ts时刻ip i3。在t23 t2：t3期间，ip i2 i3,

50、vabvc40 m ,则原边电流ip和电容c3、c4的电压分别为：ip i2 cos t t2pjjvc4 zpl2sin t t2vc2 vi zpl2sin t t2其中，zp . lr ： 2ciag ,1 %2lciag ,则这一开关模态持续时间为:t23 -sin 11-(2-3)zpl2比较式(2-1),很容易得到：t23 t01 o由于是在d3导通后开通q3,所以q4和q3驱动信号间的死区时间td(iag)t23,即：11m-、td(lag)sin (2-4)zpl2模态4t3： t4 ：这期间d2、d3导通。tt3时，d3开始导通，tt4时，ip 0,q2、q3开始导通。由图2

51、.2(a),由于vab为负，副边d5、d6、d7、dg均导通，使 变压器两端电压为零，故ip经d2、d3向电源m回馈能量，电源电压m加在电感lr1两 端，电流ip线性下降，t t4时下降为零。模态5 t4 : t5 :这期间q2、q3导通，建立负载电流。t t4时，ip 0,这时q2、 q3已有驱动信号，具等效电阻为零，故t t4时电源电压v1经q2、q3加在电感lr1两 端使电流ip反向从零线性增加。t t5时，ip i50 t4t5期间，变压器原边电压虽已反向，但d6、d7不足以提供负载电流，因此 d5、d6、d7、dg仍是同时导通， 变压器仍处于短路状态，vcd 0。模态6t5：t6：这

52、期间，电源v1经q2、q3向负载供电。t t6, q2关断，结束了 t0 ： t6半个周期6个开关模态。t6 : t12为后半个周期，t0 ： t12为一个完整周期在充电模式中，vi向v2传输的功率随对管(qi和q4、或q2和q3)同时导通时间 的增加而增加。2.2.2.4 两桥臂实现zvs的差异由上面的分析知道，因为开关管并联电容的存在，开关管的关断为软关断。但是 要实现零电压开通，却必须要有足够的能量来抽走将要开通的开关管并联电容上的电 荷，并给同一桥臂将要关断开关管并联电容充电3。忽略变压器原边绕组电容，要完 成充放电，必须满足下式：_1_21_2_2e cm2 cm： civ；i le

53、ad, lag )(2-5)22超前桥臂容易实现zvs这是因为在超前桥臂的开关过程中，输出滤波电感lf是和谐振电感lri串联的，回路等效电感l lri k2lf很大，电感lri电流达最大值ip ip,可以近似为恒流源，因此超前桥臂实现 zvs开通的条件是：121-21.22-li p -c3v1 -c4v1 cieadvi(2-6)222式(2-6)很容易满足。滞后桥臂要实现zvs比较困难。这是因为滞后桥臂开关过程中，变压器副边是短 路的，负载侧和变压器原边没有关系，原边回路电感即是谐振电感lri,电感电流为12。 此时用来实现zvs的能量只能是谐振电感中的能量，因此滞后桥臂实现zvs开通的条

54、件是：(2-7)121212-2-lmi2-c3v1-c4v1gagm222g比较式(2-6)和(2-7),很明显，超前桥臂易实现zvs开通，滞后桥臂较难实现zvs 开通。这是因为lr1 一般较小，尤其是在轻载条件下，谐振电感 l”中储存的能量更少,往往导致滞后臂无法实现 zvs开通。要实现滞后臂的zvs开通，必须使变压器原边电 感的谐振能量满足式(2-7),可以有两个途径13:增大变压器励磁电流；在变压 器原边串联更大的谐振电感。增大励磁电流使得变压器原边电流在负载电流的基础上 多了一份励磁电流，会导致逆变桥的通态损耗增加，变压器损耗也会增加。而在变压 器原边串联大的谐振电感会带来副边占空比

55、丢失增大。2.2.2.5 占空比损失的计算观察图2.2(b)的逆变器输出电压vab和整流桥输出电压vcd的波形，可知，在t2t5和t8tii期间，vab0 , vcd 0 ,这就造成,半个周期内整流桥输出电压vcd的占空比deff小于逆变器输出电压vab的占空比d,占空比有损失1画27。图2.3充电模式简化理论波形下面计算副边占空比def和原边占空比d之间的关系263338。为分析方便，忽略 开关管并联电容充放电过程，则移相全桥直流变换器理论开关波形可进一步简化，见 图2.3,图中给出了充电模式一周期内开关管斩波电压vab、电感li上的电流ip波形和变压器副边整流输出电压vcd波形。由图2.3可见，由于变压器存在漏电感ln,使 占空比损失期间(t2t5和t8tn),原边电流以斜率m/l.1上升，因此输出电压vcd占空比def小于原边占空比d, d由超前臂和滞后臂开关管的驱动信号的相位差决定：原边占空比d t12 t8 / t/2 ,由移相控制决定；副边占空比 defft12 t11 / t/2 , deff d 0充电模式时，变换器的电压增益(推导过程见第三章)为：v2/v1 deff /n(