单相有源功率因数校正技术的发展

1、单相有源功率因数校正技术的发展The Development of Single-Phone,Active Power-Factor-correction Technique汪晶慧 林维明 邹剑华（福州大学电气工程与自动化学院，福州 ）摘要：本文对现有的功率因数校正技术进行了分析和总结。通过软开关技术以及新型高性能的电路拓扑设计，分析了提高AC-DC变换器的转换效率的技术。提出了无桥PFC电路是高性能功率因数校正电路研究的方向。Abstract: A reviews of update power-factor-correction techniques is presented. The t

2、echniqueswith which to increase AC-DC conversion efficiencies are discussed by soft-switching and new high performance circuit topology designs.1概述大部分用电设备中，其工作电压直接取自交流电网。所以电网中会有许多电力电子装置、电磁设备和电子设备等非线性负载，使电网产生谐波电压和电流。而许多没有采取功率因数校正技术的AC-DC整流电路，输入电流波形呈尖脉冲状。因此，交流网侧功率因数只有0.50.7，电流的总谐波畸变（THD）很大，可超过100%（功率因

3、数为0.999时，THD约为3%）。为了防止电网的谐波污染，或限制电子设备向电网发射谐波电流，国际上已经制定了许多电磁兼容标准，有IEEE519、IEC1000-3-2等1。因此，提高功率因数，减少谐波的含量也就是功率因数校正（PFC）成为开关电源领域中非常重要的研究方向。PFC根据相数的不同可以分为单相功率因数校正电路和三相功率因数校正电路。本文对单相功率因数校正电路的发展和现状作了简单的叙述，主要对中大功率场合和低压输入的功率因数校正电路进行分析和比较，并且展望了PFC技术的发展方向。2 功率因数校正的现状功率因数的校正主要有两种方法：无源功率因数校正和有源功率因数校正。无源功率因数校正利

4、用线性电感器和电容器组成滤波器来提高功率因数、降低谐波分量。这种方法简单、经济，在小功率中可以取得好的效果。但是，在较大功率的供电电源中，大量的能量必须被这种滤波器储存和管理，因此需要大电感器和电容器，这样体积和重量就比较大也不太经济，而且功率因数的提高和谐波的抑制也不能达到理想的效果2。有源功率因数校正是使用所谓的有源电流控制功率因数的校正方法，可以迫使输入电流跟随供电的正弦电压变化3。这种功率因数校正有体积小、重量轻、功率因数可接近1等优点。本文主要针对有源功率因数校正进行论述。*福州大学科技发展基金项目（项目号：XY-3-2）有源功率因数校正电路（APFC）又分为双级APFC和单级APF

5、C。单级功率因数校正电路将PFC预调节电路与DC-DC后调节电路集成为一次能量处理，同时实现输入电流整形和输出电压快速调节，具有结构简单、成本低、变换效率较高等优点。但是输入电流不能取得理想正弦，且只适用于小功率场合4。单级功率因数校正电路还存在一个非常严重的问题，其储能电容电压不可控，会随着输入电压和负载的变化而变化。如何降低储能电容电压是单级功率因数校正电路的一个研究热点。双级功率因数校正中的PFC电路经过多年的研究，相对来说比较成熟，是比较常用的方式。它由两个相互独立的变换器分别实现输入电流的整形和输出电压的快速调节，前级PFC功率因数校正电路通常采用（非隔离）boost、buck/bo

6、ost和（隔离）Flyback变换器。电流连续（CCM）Boost电路由于电路拓扑的优势成为最常用的PFC电路。把诸如软开关技术等新技术应用于中大功率PFC电路中，是提高PFC转换效率、抑制谐波分量和EMI问题，提高PFC性能指标的一个发展方向。3 软开关功率因数校正电路图1 boost电路近年来国内外对功率因数校正的研究在于如何改善中大功率boost电路的性能，主要集中在如何减少boost电路中的二极管的反向恢复损耗和MOSFET的开通损耗，从而提高转换效率和减少EMI（电磁干扰）。图2 boost电路关键电流、电压波形图由于boost电路是升压电路，输出电压总是比输入电压大，如果输入电压是

7、90265V则输出为380400V。在高频电力电子PFC电路中，功率二极管用快恢复二极管，而快恢复二极管的一个重要参数是反向恢复特性。换句话说，快恢复二极管在正偏时流过电流，反偏时则需要加载一段时间的反偏电压才能恢复反向截止功能。在这段时间内，二极管流过反向恢复电流。图1是boost变换器电路图，图2是boost电路关键电压电流波形图。在图2中，VDS和is是开关管上的电压和电流，iD是二极管上的电流，IIN是流过电感上的电流，iRR是反向恢复电流，IO是输出电流。从图中我们可以看到，反向恢复电流IRR对变换器的性能有不利的影响。首先，在开关S开通期间，由于iRR的存在，使得开关S的开通损耗和

8、快恢复二极管的关断损耗增加了；其次，开关管S开通瞬间的电流iSIINiRR，所以，iRR的存在使得开关管S的电流应力增加了；最后，iRR的存在还将影响电路的电磁兼容（EMC）性能。如果boost电路工作在电流断续模式（DCM）或者电流临界模式（BCM）下，则可以完全消除快恢复二极管的反向恢复电流。事实上，在DCM模式下，快恢复二极管实现了零电流关断。也就是说，在二极管关断之前电感电流已经减少至零了。但是，DCM boost PFC电路最大的缺点是电感电流有非常大的纹波，这将增加开关管和二极管的电流应力，同时将增大输入端滤波器的大小。所以，单相DCM boost变换器适用于小功率装置，一般小于3

9、00W。一个解决方案是用两个或更多个boost变换器的并联，每个变换器都工作在DCM或BCM下，每个变换器的开关有个相位移，如此将明显的减小电感电流的纹波，使其在保持零电流关断的优点下能够工作在更高功率的场合5。为了减少CCM boost变换器的反向恢复损耗和MOSFET的开通损耗，要求boost变换器的开关实现“软”开通和“软”关断。相应地出现了许多软开关boost变换器的理论。具有代表性的有两种技术：无源缓冲技术和有源缓冲技术。无源缓冲技术是利用无源器件电阻R、电感L和电容C等来实现“软”开关。这种缓冲技术电路简单，但是却提高了半导体器件的电流或电压应力，这就意味着要使用更高级、更昂贵的器

10、件。有源缓冲技术利用有源器件实现零电压开关（ZVS）和零电流开关（ZCS）。国内外学者在这方面作了大量的研究，也出现了许多电路结构。图3 缓冲电感LS与 开关管S串联图4 缓冲电感LS与 二极管D串联因为快恢复二极管的反向恢复损耗与反向恢复电荷成正比，而减小二极管关断时电流下降的速率可以减少反向恢复电荷，从而可以减少反向恢复损耗。为了减小这个速率，通常的软开关boost变换器在原电路里增加一个缓冲电感，这个电感可以与开关管S或二极管D串联，见图3和图4。也可以并联在开关管S的两端，见图6。图3中，当开关管S开通时，iD开始减小，由于缓冲电感的存在，iLSIINiD，输出电压VO和缓冲电感LS以

11、及二极管D构成回路，则有：。也就是说，二极管的电流的下降速率限制在VO/LS。见图5。图5所示的波形是开关管和二极管上的电流波形，从图中可以看出，缓冲电感的加入使得二极管的电流的下降速率得以限制，从而可以减少反向恢复损耗。图4所示的电路图的原理也一样。图3和图4只画出软开关boost电路的一部分，其余电路有各种各样的拓扑结构，其中包括开关管关断时为缓冲电感电流提供的通道。在文献6789里可以看到不同的拓扑都有一缓冲电感与开关管或者二极管串联。图6 缓冲电感LS与 开关管S并联图5 缓冲电感与开关管或二极管串联软开关boost电路的关键电压电流波形图7 缓冲电感与开关管并联的关键电压电流波形图在

12、图6中，缓冲电感LS与开关管S并联，在S开通以前辅助开关S1先开通，二极管电流的下降速率也控制在VO/LS。如果对S1的开通时间进行合理的设计，还能使开关管实现零电压开通，见图7所示的波形图。当然，图6也不是完整的软开关boost电路。图3、图4和图6电路的主要区别在于半导体器件的电流和电压应力101112。在图3、图4中，由于缓冲电感LS串联进电路，它的感应电压使得二极管D和开关管S有更高的电压应力，而图6中的半导体器件则不会因为LS的加入而增加了电压应力。但是图6中的辅助开关S1的关断是“硬”关断，合理的设计可以使这个硬开关变成软开关，实现零电流关断。在缓冲电感与辅助开关S1之间串接一变压

13、器可以解决这个问题，从而可以近一步提高变换效率13。在理论研究方面，软开关boost PFC变换器有众多的拓扑结构，人们需要将不同的电路拓扑进行整理分类，以获得更清晰的认识。能否采用一种通用的模型将纷繁多样的拓扑结构统一起来将是下一步的研究目标。4 无桥PFC电路 低压输入BOOST和软开关boost变换器的主要损耗是半导体器件的导通损耗，功率电路工作电流流经的功率半导体器件数目是一个关键参数。最近的研究焦点是如何改进电路拓扑，减少工作电流回路上的功率半导体器件数目，使这个损耗减小，从而进一步提高转换效率。先进的SiC肖特基二极管的开发和利用，使得功率因数校正变换器的导通损耗得到了很大的改善，

14、SiC肖特基二极管完全无反向恢复损耗，所以无需吸收电路，从而可以简化电路拓扑。然而，随着频率的提高，使用SiC肖特基二极管的boost电路仍需要增加额外的软开关。此外，SiC肖特基二极管技术还未成熟以及相对Si快恢复二极管来说更高的价格，使得SiC肖特基二极管得到广泛使用还需要很长的一段时间14。 上世纪80年代初出现了一种无桥PFC电路15，其特点是用单个的变换器代替传统的一个由四个二极管组成的前级整流桥boostPFC电路，来完成ACDC和PFC两个任务。这个电路实际上是一个双boost电路。见图8。图8 无桥PFC电路 无桥PFC电路的一种工作模式是开关管S1和S2同时开通和关断。在电压

15、源的正半波，S1导通时，电源通过S1和S2的寄生二极管对电感LB充电，S1关断时，电感通过D1、RL和S2的寄生二极管放电，这是一boost电路。在电源的负半波， S2导通时，电源通过S2和S1的寄生二极管对电感LB充电，S2关断，电感通过D2、RL和S1的寄生二极管放电，这是另一boost电路。另一种工作模式是：在电源的正半波，S1高频工作，S2直通。电感，S1，D1和负载构成一个boost电路。在电源的负半波则反过来，S2高频工作，S1直通。S2，D2和负载构成另一个boost电路。第二种工作模式可以减少一个开关管的开，关损耗，但是控制会较复杂。第二种工作模式控制相对来说要简单一点。可以看

16、出这个电路每次工作都只经过两个半导体器件，而boost PFC电路每次工作都经过三个半导体器件。所以这个电路通过导通时半导体数目的减少从而减少电路的导通损耗。如果在此电路拓扑的基础上增加软开关，使得开关管实现ZVS和ZCS，将会进一步减少变换器的损耗，从而增加变换效率。文献16中的电路拓扑里的软开关不仅实现了主开关的“软”，也实现了辅助开关的“软”。这个无桥电路虽然电路简单，但是开关管直接与交流侧电源连接，这样首先使得控制电路相对boost PFC电路来说却更为复杂。控制电路需要与主电路隔离，电流就不能直接取样，一般加一电流互感器17。其次，开关管直接与交流测电源连接使得共模噪声增加了，从而使

17、得电路的EMI增加了。如果在价格合理的情况下能够解决这个电路电磁兼容的问题，那么无桥PFC电路的应用范围将更为广泛。5.结论 为了得到高性能的PFC变换器，需要减少二极管的反向恢复损耗，因此出现了许多带有软开关的boost电路拓扑。这些拓扑不仅能实现主电路开关的ZVS和ZCS，有些拓扑还能实现辅助开关的“软”开关。如果以SiC二极管代替快恢复二极管将会使PFC电路简化，并且能够在开关效率最小的情况下大大的提高开关频率。无桥PFC电路的应用将得到更高性能的PFC电路。 随着数字技术的发展，数字信号处理器（DSP）的性能越来越高，价格越来越便宜，许多研究机构和公司开始研究数字控制的PFC变换器。因

18、为数字控制可以实现一些新颖的复杂的非线性控制算法，例如模糊控制、适应性控制等。将数字控制的引入功率因数校正电路是另一研究热点。 使用SiC二极管和DSP控制的无桥PFC电路的研究方向将会成为下一阶段高性能功率因数校正电路的主要研究方向。 参考文献：1.陈道炼著。DCAC逆变技术及其应用。北京：机械工业出版社，2005.2.周志敏，周纪海，纪爱法等。开关电源功率因数校正电路设计与应用。北京：人民邮电出版社，2005.3.Keith Billings著，张占松，汪仁煌，谢丽萍译。开关电源手册。北京：人民邮电出版社，2006.4.王纪周著。单级功率因数校正的研究。浙江大学硕士学位论文。2005.5.

19、M.S.Elmore,“Input current ripple cancellation in synchronized,parallel connected critically continues boost converter,” in Proc. IEEE APEC96, 1996, 152-158.6.J.Bassett,“New,zero voltage switching,high frequency boost converter topology for power factor correction ,”in Proc. INTELEC95, 1995, 813-820.

20、7.C.M.C.Duarte and I.Barbi,“A new family of ZVS-PWM active-clamping dc-dc conwerters:Analysis,design,and experimentation,”in Proc. INTELEC96, 1996, 305-312.8.B.Feng and D.Xu,“1 KW pfc converter with compounded active-clamping,”in Proc. IEEE APEC02, 2002, 1387-1391.9.Bo Feng,Dehong Xu,“1 kw PFC conve

21、rter with compound active-clamping, ”in IEEE, 2003, 1691-1696.10.Guichao hua,Eric X.Yang,Yiming Jiang,“Novel Zero-current-Transition PWM converters,”in Proc. IEEE Trans., 1994, 601-606.11.K. Mark Smith, Keyue Ma Smedley, “A comprison of voltage-Mode Soft-Switching methods for PWM converters,”in IEEE trans.,1997, 376-386.12.Koki Ogura,“Boost Chopper-Fed ZVS-PWM DC-DC converter with parasitic oscillation surge suppression-ba