【参考】基于dsp（数字信号处理器）无刷直流电动机调速系统的设计

1、0 引言随着社会生产力的发展，需要不断地开发各种新型电动机。新技术新材料的不断涌现，促进了电动机产品的不断推陈出新。早在本世纪30年代，就有人开始研制以电子换向来代替电刷机械换向的无刷直流机，并取得了一定的成果。但由于当时的大功率电子器件仅处于初级发展阶段，没能找到理想的电子换向元器件。1955年,美国的d. harrison等人首次申请了应用晶体管换向代替电动机机械换向的专利，这就是现代无刷直流机的雏形，但由于电动机尚无起动转矩而不能产品化。而后又经过人们多年的努力，借助于霍尔元件来实现换向的无刷直流机终于在1962年问世，从而开创了无刷直流机产品化的新纪元。70年代以来，随着电力电子工业的

2、飞速发展，许多新型的高性能半导体功率器件，如gto, mosfet, igbt等相继出现，为无刷直流机的广泛应用奠定了坚实的基础1。无刷直流机保持着有刷直流电机的优良机械及控制特性，在电磁结构上和有刷直流电机一样，但它的电枢绕组放在定子上，转子上放置永久磁钢。无刷直流机的电枢绕组像交流电机的绕组一样，采用多相形式，经由逆变器接到直流电源上，定子采用位置传感器实现电子换相来代替有刷直流电机的电刷和换向器，各相逐次通电产生电流，定子磁场和转子磁极主磁场相互作用产生转矩。和有刷直流电机相比，无刷直流机由于取消了电机的滑动接触机构，因而消除了故障的主要根源。转子上没有绕组，也就没有了励磁损耗，又由于主

3、磁场是恒定的，因此铁损也是极小的,因而进一步增加了工作的可靠性2。对于无刷直流机的控制器，当前主要有专用集成电路(asic)控制器、微处理器(mcu)和数字信号处理器(dsp)等三种方式。对于专用集成电路(asic-application specific integrated circuit)使用时灵活性较差，受到的限制过多。现在市面上的无刷直流机控制器大多采用单片机来实现。应用较多的是8096系列产品，但单片机的处理能力有限，特别是需要处理的数据量大、实时性和精度要求高时，单片机往往不再能满足要求。因此，人们便自然地想到了dsp(数字信号处理器)。由于dsp可对输入输出数据进行高速处理，特

4、别是dsp器件还提供了高度专业化的指令集，提高了数字滤波器的运算速度，这样使得它在控制器的规则实施、矢量控制和矩阵变换方面具有得天独厚的优势。若要无刷直流机完成一些较复杂的控制功能，如电压电流双闭环调速、转子电流正弦波驱动，则必须要用运动控制专用微处理器。运动控制专用微处理器种类很多，尤其以ti公司的tms320c24系列将电机控制所需的外围功能电路集成在一个dsp芯片内，其具有体积小、结构紧凑、易于使用、可靠性高的特点，运算速度可达2040minps，指令周期仅为几十纳秒，与普通的mcu相比，运算及处理能力增强1050倍，确保了系统具有更优越的控制性能。因此，采用dsp作为控制芯片将是今后的

5、发展方向。另外，采用dsp的专用集成块的另一优点就是，可以降低系统对传感器等外围器件的要求，通过复杂的算法可以达到同样的控制性能。1 无刷直流电动机本文针对有刷直流电动机存在换向火花、机械换向困难、磨损严重等缺点，提出了采用无刷直流机来代替有刷直流电动机，来提高控制系统的控制质量,本文设计了无刷直流机的数字控制方法。由于dsp具有处理数据量大、实时性好和精度高等优点,所以本文控制器采用的是dsp。此系统的双闭环就是通过dsp软件编程实现的，比起以往的用模拟器件实现的控制系统，其整个系统结构比较简单、控制精度高并且具有很强的灵活性，系统可根据用户的控制要求只需更改设定参数（即指令操作数）就可以实

6、现其控制结果。本文对无刷直流机的结构和工作原理做了简单的介绍，以为了更好地理解无刷直流机控制系统。虽然用位置传感器检测转子位置的方法比较直接，但位置传感器必须安装在电动机轴上，使电动机更加笨重，并且增加了整个系统的机械磨损等，所以本文采用了无位置传感器方法来获得转子位置信号,本文采用反电势检测法。为了使整个系统能够可靠运行，因而采用了转速电流双闭环，转速环和电流环都采用pi调节器。1.1 无刷直流电动机的结构无刷直流机的转子是由永磁材料制成的,具有一定磁极对数的永磁体。为了能产生梯形波感应电动势，无刷直流机的转子磁钢的形状呈弧形（瓦片状），气隙磁场呈梯形分布。定子上有电枢，这一点与永磁有刷直流

7、电动机正好相反。无刷直流机的定子电枢绕组采用整距集中式绕组，绕组的相数有二、三、四、五相，但应用最多的是三相和四相。各项绕组分别与外部的电子开关电路相连，开关电路中的开关管受位置传感器的信号控制。无刷直流机的工作离不开电子开关的电路，因此由电动机本体、转子位置传感器和电子开关电路三部分组成了无刷直流机控制系统。其原理框图如图1-1所示。图中，直流电源通过开关电路向电动机定子绕组供电，位置传感器随时检测到转子所处位置，并根据转子的位置信号来控制开关管的导通和截止。从而自动地控制了哪些绕组通电，哪些绕组断电，实现了电子换向4。直流电源电动机开关电路位置传感器 图1-1无刷直流电动机原理框图fig.

8、1-1 the diagram of block diagram of brushless dc motor1.2 无刷直流机的工作原理普通直流电动机的电枢在转子上，而定子产生固定不动的磁场。为了使直流电动机旋转，需要通过换向器和电刷不断的改变电枢绕组中电流的方向，使两个磁场的方向始终保持相互垂直，从而产生恒定的转矩驱动电动机不断旋转。无刷直流机为了去掉电刷，将电枢放到定子上去，而转子做成永磁体，这样的结构正好与普通电动机相反。然而即使这样改变还不够，因为定子上的电枢通入直流电以后，只能产生不变的磁场电动机依然转不起来。为了使电动机的转子转起来，必须使定子电枢各相绕组不断地换相通电，这样才能使

9、定子磁场随着转子的位置不断地变化，使定子磁场与转子永磁磁场始终保持90o左右的空间角，产生转矩推动转子旋转5。在换相的过程中，定子各项绕组在工作气隙中所形成的旋转磁场是跳跃式运动。这种旋转磁场在一周有三种状态，每种状态持续120o。它们跟踪转子，并与转子的磁场相互作用，能够产生推动转子继续转动的转矩。无刷直流机有多相结构，每种电动机可分为半桥驱动、全桥驱动，全桥驱动又可分为星形和角形联结以及不同的通电方式。因此，不同的选择会使电动机产生不同的性能并且成本也不相同。以下对此作一个对比:1)绕组利用率不像普通直流电动机那样，无刷直流机的绕组是断续通电的。适当地提高绕组通电率将可以使同时通电导体数增

10、加，使电阻下降，提高效率。从这个角度来看，三相比四相好，四相比五相好，全桥比半桥好。2)转矩的波动无刷直流机的输出转矩波动比普通直流电动机的大。因此希望尽量减小转矩波动。一般相数越多，转矩波动越小。全桥驱动比半桥驱动的波动小。 3)电路成本相数越多，驱动电路所使用的开关管越多，成本越高。全桥驱动比半桥驱动所使用的开关管多一倍，因此成本要高。多相电动机的结构复杂，成本也高。综合上述分析，目前以三相星形全桥驱动方式应用最多。1.3 三相无刷直流机星形联结全桥驱动原理驱动电路开关管的控制原理可用图1-2加以说明（图中假设转子只有一对磁极，定子绕组a、b、c三相对称，按每极每相60o相带分布）。 （a

11、）a相正向通电，b相反向通电 （b）转过60o （c）继续旋转 （d）a相正向通电，c相反向通电转过60o （e）b相正向通电，c相反向通电 （f）转过60o （g）b相正向通电，a相反向通电 （h）转过60o图1-2 无刷直流机转子位置与换相的关系fig.1-2 the diagram of brushless dc motor rotor position and commutation relations 假设当转子处于图1-1（a）位置时为0o ，相带a、b、c在n级下，相带a、b、c在s级下，这时a相正向通电，b相反向通电，c相不通电，各相通电波形见图1-3，产生的定子磁场与转子磁场

12、相互作用，使转子逆时针恒速转动。当转过60o角后，转子位置如图（b）所示。这时如果转子继续转下去就进入图（c）所示的位置，这样就会使同一磁极下的电枢绕组中有部分导体的电流方向不一致，它们互相抵消，削弱磁场，使电磁转矩减小。因此，为了避免出现这样的结果，当转子转到图（b）的位置时，就必须换相，使b相断电，c相反相通电。转子继续旋转，转过60o角后到图（d）所示位置。根据上面讲的道理必须要进行换相，即a相断电，b相正相通电，（e）所示。转子再转过60o角，如图（f）所示位置，再进行换相，使c相断电，a相反向通电，如图（g）所示。这样如此下去，转子每转过60o角就换相一次，相电流按图所示的顺序进行断

13、电和通电，电动机就会平稳地旋转下去。按图1-1的驱动方式，就可以得到如图1-2所示的电流和感应电动势波形。以a相为例，在转子位于0o120o区间内，相带始终在s磁极下，相带a始终在n极下，所以感应电动势是恒定的。在转子位于120o180o区间内，随着a相的断电，相带a相和相带a相分别同时逐渐全部进入n极下和s极下，实现换极。由于磁极的改变，使感应电动势的方向也随之改变，经过过零后点后变成正值。在转子位于180o300o区间内，a相反向通电，相带a和相带a仍然分别在n磁极下和s极下，获得恒定的负感应电动势。在转子位于300o360o区间内，a相断电，相带a相和相带a相又进行换极，感应电动势的方向

14、再次改变，经过过零点后变成正值。因此，感应电动势是梯形波，且其平顶部分恰好包含了120o电流方波。转子每转一周，感应电动势变化一个周期。图1-3电流与感应电动势波形fig.1-3 the diagram of current and induced voltage waveforms对于b相和c相，感应电动势的波形也是如此，只不过在相位上滞后于a相120o和240o。实际上，感应电动势的梯形波形取决于转子永磁体供磁磁场和定子绕组空间分布，以及两者的匹配情况。感应电动势的梯形波有利于电动机产生一个恒定的转矩。由于在换相时电流不能突变，因此实际的相电流波形不是纯粹的方波，而是接近方波的梯形波，这会

15、使转矩产生波纹。根据图1-1的通断顺序，三相星形联结全桥驱动的通电规律如表1-1所列通电顺序正转（逆时针）转子位置06060120120180180240240300300360开关管1，41，63，63，25，25，4a相+-b相-+-c相-+通电顺序反转（顺时针）转子位置36030030024024018018012012060600开关管3，61，61，45，45，23, 2a相+-b相+-+c相-+表1-1 三相星形联结全桥驱动的通电规律tab.1-1 table of star-connected three-phase full-bridge driver of the power

16、 law1.4 无刷直流机的运行特性和调速原理设转子永久磁铁所产生的磁场在电动机气隙中是按正弦分布，转子转角为时，。当定子绕组某相通过直流电流时，电动机产生的转矩为： （1-1）式中,为相导体数； 为导体的有效长度； 为气隙磁通最大值； r为气隙半径； i为定子绕组相电流。无刷直流机的电压平衡方程式为： （1-2） （1-3）（1-4）则可写出机械特性方程式为: （1-5）式中，为电动机转速，； u为直流电源电压，v； 为功率晶体管压降，v； 为电动机转矩平均值，； r为电动机内阻，； 、分别为电势系数、转矩系数。和直流电动机一样，当u变化时即改变，电动机可以进行无级调速。但实际的无刷直流机调

17、速系统使用微机控制，把检测到的端电压信号送到dsp，计算出电动机的转速，再与给定的转速比较，输出pwm信号，控制开关管的通断，从而控制电动机电流（电压）大小，是电动机的转速变化。其调速原理是通过电子开关把交变的方波电流送入定子绕组，由开关频率的变化引起电动机转速的变化7。2 系统硬件平台设计 2.1 系统总体方案设计系统总体的硬件电路可分为以下几个部分:1) dsp控制系统电路设计2) 功率主电路设计3) 检测电路设计4) 故障处理保护电路设计。系统的总体的硬件框图如图2-1所示图2-1系统总体硬件框图fig.2-1 the diagram of overall system hardware

18、 block diagram前级整流滤波电路提供给整个系统稳定的直流电源；逆变电路选用的是ipm模块，由dsp提供的6路pwm信号经过高速光耦的隔离后经驱动电路驱动从而控制电机的运转；反电动势检测电路则是提供给dsp信号用来确定转子位置的。保护电路则是对整个系统提供安全的保护措施，包括过压、欠压等。2.2 功率主电路由于无刷直流机的供电电压为直流，在其定子中流过的是交流电的原因，所以对于系统的主电路来说采用常用的交-直-交变换。图2-2交直变换电路结构图fig.2-2 the diagram of ac-dc converter chart交直部分采用三相桥式不可控整流电路(电路图如2-2所示

19、)，用来提供电路所需的直流电压。滤波电容c1用来稳定直流电压，降低直流电源的输出阻抗。其中a, b, c三相为从dsp系统开发控制板输出的三相交流电。图2-3直交变换电路图fig.2-3 the diagram of orthogonal transform circuit直交变换部分(电路图如图3-3所示)采用三菱公司的第三代“智能功率模块”(ipm )。ipm（intelligent power module）智能电力电子模块是电力电子集成电路pic（power integrated circuit）的一种。由于高度集成化使模块结构十分紧凑，避免了由于分布参数、保护延迟等带来的一系列技术难

20、题，是变频器的可靠性得到进一步提高。以下是介绍变频器中最常用的以igbt为主开关器件的ipm。2.2.1 ipm模块的内部结构图2-4 ipm的等效电路图fig.2-4 the diagram of ipm s equivalent circuit由图2-4可见，ipm9是一种包括反并联续流二极管在内的由igbt组成的逆变器。在此电路中，功率变换由6个igbt开关管及续流二极管构成三相逆变桥。六个igbt开关管的开关触发信号受tms320lf2407a dsp芯片所输出的六路pwm波的控制，开关管有规律的通断将直流电逆变为交流电提供给无刷直流机的三相定子。从这可以看出，所谓无刷直流机实际上在其

21、定子中流过的是交流电，只是其供电电流是直流电而己，这一点与有刷直流电机是相同的。2.2.2 igbt驱动电路本系统的igbt门极触发采用的是日本东芝公司ta8316as，通过大电流直接驱动igbt。其内部和控制电路连接如图：图2-5 ta8316as内部和控制电路图fig.2-5 the diagram of ta8316as internal and control circuit表2-1 ta8361as引脚功能表tab.2-1table of ta8361as pin menu引脚数引脚名称功能1gatein门极信号输入2vcc提供系统电压3nc悬空4gnd接地5siigbt门级驱动引脚

22、16soigbt门极驱动引脚27diigbt门极保护二极管引脚2.3 位置检测电路无刷电动机是一闭环的机电一体化系统，它是通过转子磁极位置信号作为电子开关线路的换相信号，因此，准确检测转子位置，并根据转子位置及时对功率器件进行切换，是无刷直流机正常运行的关键。为适应无刷电动机的进一步发展，无位置传感器应运而生，它一般利用电枢绕组的感应反电动势来间接获得转子磁极位置，与直接检测法相比，省去了位置传感器，简化了电动机本体结构，取得了良好的效果，并得到了广泛的应用。因此本系统采用无位置传感器方法进行位置检测。2.3.1 常用的无位置传感器位置检测方法反电势检测法10对于常见的两相导通三相六状态工作方

23、式，除了换向的瞬间之外，在任意时刻，电机总有一相绕组处于断电状态。当断电相绕组的反电势过零之后，再经过电角度，就是该点的换向点。因此，只要检测到各相绕组反电势的过零点，就可确定电机的转子位置和下次换流的时间。由于反电势难以直接测取，通常通过检测端电压间接获得反电势过零点。故这种方法又称为端电压检测法。反电势法的缺陷是当电机在静止或低速运行时，反电势为0或太小，因而无法利用。一般采用专门的启动电路，使电机以他控变频方式起动，当电机具有一定的初速度和电动势后，在切换到自控变频状态。这个过程称为三段式起动，包括转子定位、加速和运行状态切换三个阶段。2.3.2 反电势过零检测原理三相无刷直流机每转60

24、o就需要换向一次，每转一转需要换向六次，因此需要六个换向信号。每相的感应电动势都有2个过零点，这样三相共有六个过零点。如果能够通过一种方法测量和计算出这六个过零点，再将其延迟30o，就可以获得六个换相信号。感应电动势位置检测法正是利用了这一原理4来实现位置检测。图2-5电动机定子某一相电模型fig.2-5 the diagram of stator a-phase model图2-5给出了电动机某一相的模型。图中，l为相电感；r为相电阻；为相感应电动势；为相电流；为相电压；为星形联结中性点电压。根据图2-5，可以列出相电压方程: (2-2）对于三相无刷直流机，每次只有两相通电，两相通电电流方向

25、相反，同时另一相断电，相电流为零。因此，利用这个特点，将x分别等于a、b、c代入式（2-2），列出a、b、c三相的电压方程，并将三个方程相加，使rix项和项相抵消，可以得到: （2-3）由图2-5可见，无论哪个相的感应电动势的过零点，都存在的关系成立。因此在感应电动势过零点有: （2-4）对于断电的那一相，因此根据式（2-2），其感应电动势为: （2-5）所以，只要测量出各相的相电压、，根据式（2-4）计算出，就可以通过式（2-5）计算出任一断电相的感应电动势。通过判断感应电动势的符号变化，来确定过零点时刻。 2.3.3 反电势过零检测电路的组成反电势过零检测法是通过将电动机电枢绕组的端电压与

26、电枢中性点电压比较得反电势过零点，从而确定转子磁极的位置，其检测电路由端电压检测、低通滤波、过零比较和光电隔离等环节组成，如图2-6所示5。 图2-6 无位置传感器位置检测电路结构fig.2-6 the diagram of sensorless position detection circuit由于端电压不是完全的梯形波，总带有毛刺和谐波干扰，这些干扰将严重影响反电动势过零点的正确检测，为此必须对其进行深度滤波。滤波后的端电压检测信号与电机的中性点电压进行比较，获得反电动势的过零点。为了避免电压过高损坏dsp，必须将反电动势过零点信号经过光电隔离。为了计算不通电相的感应电动势，需要测量三个

27、相电压。与有位置传感器的硬件电路不同的是，反电势检测电路取代了位置传感器和测量电路，采用廉价的分压电阻和滤波电容组成反电势过零检测电路。反电势检测电路如图2-7所示。图2-7端电压检测电路及其与dsp接口fig.2-7 the diagram of terminal voltage detection circuit and its dsp interface该电路采用分压电阻检测三相端电压，检测到的信号经过隔离、放大后分别送到tms320lf2407a的adcin01adcin03通道。图中，hcpl7800为高模抑制比隔离运算放大器，双电源供电，具有良好的线形度，在高噪声环境下也能保证较高

28、的精度和稳定性。tms320lf2407a的工作电压为3.3v，故采用集成运算放大lf353将电压信号转换为03v单极性电压信号。图中的为星型连接定子绕组的对地端点压，r1,r2为分压电阻，电容起滤波作用。为经分压滤波后的电压。端点压经分压后的电压经隔离放大后送入dsptms320lf2407a的adcin0x。此分压电路的分压比为: (2-6)在选择r1, r2的值时，为了保护dsp芯片的adc转换模块不因的值过大而损坏adc转换模块，所以应适当减小分压比。但是当分压比过小即过小时就会给控制算法带来一定的测量误差。因为当端电压一定时，分压比越小则分压电压越小。而就是adc模块的转换电压，而转

29、换电压越低则adc模块的测量误差也就越大。在应用反电势算法进行转子位置检测时，由于在起动的过程中，反电势很小。如果经很小的分压比分压，则进入dsp的adc模块的电压值更小从而带来测量误差，从而进一步影响电机的起动、换相。所以对于分压比的选择应采取“适度”的原则。由于滤波电容与分压电阻r2相并联，所以应注意对电容的选择。对于r1值与r2相比不可过小。因为如果r1过小则会造成对分压电阻r2的短路，使其失去作用。实际由于端点压信号不是完全的梯形波，而总带有干扰信号。这些干扰信号将影响过零点的正确检测。因此在以往的设计方法中一般都对电压信号进行了深度的滤波处理，但同时也产生了位移，使换相信号处理复杂化

30、。本系统中充分利用了dsp高效的运算处理能力。在程序中采用了软件滤波的方法。同时反电势过零点的测定，及过零点移相30o换相等处理都由软件实现。从而省去了以往硬件设计当中采用的滤波电路、电压比较电路、及移相电路等硬件电路。2.4 电流检测与保护电路对于两相导通三相六状态无刷直流机，在任意时刻，只有两相绕组通电，电流从一相绕组流入，再从一相绕组流出，电流大小与直流侧电流大小相等。这样，只需要在直流侧接入一个采样电阻就可以检测导通相的电流。图2-8 电流检测与保护电路原理fig.2-8 the diagram of current detection and protection circuit如图

31、2-8示，电流信号通过检测采样电阻r两端的电压得到。电流检测信号一方面作为dsp的过流保护信号，接至dsp的引脚；另一方面作为电流环的反馈信号，输入到dsp的adcin00引脚。过流检测是为了防止电机过载、起动或异常运行时由于电流过大而对控制电路、功率逆变器和电动机本体的损害而设计的。在直流侧串联一个采样电阻，通过将采样电阻两端电压进行比较来确定主电路电流是否过流，过流信号送至dsp的中断引脚，封锁功率开关的驱动信号。如图2-8所示，其中电容c1和c2的作用是滤去采样电阻两端电压的高频干扰信号，防止过电流误动作。采样电阻应根据最大允许电流的限值来选取，其阻值以端电压为0.5v为基准。由于tms

32、320lf2407a的a/d转换单元输入信号的电压范围为03.3v，而电流采样信号比较小，所以需要进行放大。同时为了保护dsp不因过流信号而损坏，还应该对电流信号进行隔离。具体的放大电路可参照端电压检测电路。2.5 故障处理和保护电路2.5.1 故障处理电路为保证系统中功率电路安全可靠地工作，dsp控制器提供了功率驱动保护中断。当器件功率保护输入引脚被置为低电平时，dsp内部定时器立即停止计数，所有pwm输出管脚全部呈现高祖态。利用它可方便地实现系统的各种保护功能。故障处理电路原理如图2-9所示，过电压、欠电压、过电流的各种故障信号一方面输入或非门（如cd4078），一方面送入dsp进行判别。

33、当任一种故障发生时，或非门输出一个低电平信号，向dsp申请故障中断，封锁pwm输出，实现系统的保护功能图2-9 故障处理原理图fig.2-9 the diagram of schematic troubleshooting2.5.2 过欠电压保护电路 dsp实时监测交流母线电压，当电网电压过低或过高时，关闭逆变器，使控制器不会损坏。电机在起动过程中，如果出现了欠压的情况，电机将起动不了，会使电机出现堵转的现象，从而对系统造成损坏。为了避免上述情况，我们设计了下面的电路如图2-10。图2-10过、欠电压保护原理图fig.2-10 the diagram of over-voltage,under

34、-voltage protection schematic过、欠压保护电路12的输入电压in必须能反映三相交流输入电源的变化，这样当三相交流电出现过压或者是欠压时，过、欠压保护电路的输入电压in就会发生变化，输出端的信号lowvol和overvol就会输出信号给控制电路进行处理。 如图2-10所示，系统采用信号变压器，原边为三相交流电压的某线电压，变比为380：10，通过桥式整流，将副边的交流信号转换成直流电。按照在10%的范围内作为正常来衡量，标定电位器w3和w4,w3标定欠压，w4标定过压。我们以比三相交流电正常供电电压(380v)低10%(即幅值342v)为欠压的标准线，即三相交流输入电

35、压低于342v时(变压器副边电压低于9v )为欠压，此时为12.7v。以=12.7v为基准，标定w3使其中间抽头输出电压为5v。这样在输入电压在380v10%内时，w3使其中间抽头输出电压一定高于5v,稳压二极管d3稳压使q1的基极电压稳定为5v, q1控制光耦u10的输入端导通，从而使lowvol输出“0”，而当输入幅值电压低于342v时，w3中间抽头输出电压一定低于5v，三极管q1不工作，lowvol输出“1”。同样的原理应用于过压上，以比三相交流电正常供电电压高10%（即幅值418v）时为过压的标准线，即三相交流输入电压高于418v时（变压器副边电压高于11v）为过压，此时为15.5v。

36、以=15.5v为基准，标定w4使其中间抽头输出电压为5v。这样在输入电压在380v10%内时，w4中间抽头输出电压一定低于5v，三极管q2不工作，overvol输出“1”。输入幅值电压高于418v时，w4中间抽头输出电压一定高于5v，稳压二极管d4稳压使q2的基极电压稳定为5v,q2控制光耦u11的输入端导通，从而使overvol输出“0”。所以，通过以上的分析我们可以得到如表2-1的真值表。表2-2 过欠压信号真值表tab.2-2 table of over-voltage,under-voltage signal truth tablelowvolovervol正常01欠压11过压00可以

37、看出，lowvol信号只有在发生欠压时，为“1”，其它情况都为“0”。而overvol信号只有在发生过压时，为“0”，其它情况都为“1”。 我们将lowvol取反后，通过故障保护电路送到dsp的引脚。同样将overvol信号送到dsp的引脚，就可以实现过、欠压保护功能。电路原理图如图（2-10）所示。图2-10过、欠电压信号输出原理图fig.2-10 the diagram of over-voltage,under-voltage signal output schematic2.6 dsp控制电路设计tms320lf240x芯片为公司的ms320c200系列下的一种定点dsp芯片，特别适合

38、于运动系统全数字化控制。它具有低成本、低功耗、高性能的处理能力。它将几种外设集成到芯片内，形成了真正的单芯片控制器，具有运算速度在30mpis以上、外设集成度高、程序存储量大（片内flash）、adc模块的转换速度快等特点。同时，该类芯片具有强大的外部通信接口（sci、spi、can）便于构成大的控制系统。因此本系统选用dsp的型号为tms320lf2407a。2.6.1 tms320lf2407a简介tms320lf2407a15是tms320c24x系列中功能最高的一款dsp，该芯片与同系列其它dsp相比，有如下一些特点：1)采用高性能静态cmos技术，供电电压为3.3v，减小控制器的功耗

39、；30mips的执行速度使得指令周期缩短到33ns，从而提高了控制器的实时控制能力。2)片内高达32k字的flash程序存储器，高达1.5k字的数据/程序ram。544字双端口ram(drram)和2k字的单口ram( saram )。3)两个事件管理器模块eva和evb，每个包括：两个16位通用定时器；8个16位的脉宽调制(pwm)通道。它们能够实现：三相反相控制；pwm对称和非对称波形；当外部引脚pdpintx出现低电平时快速关闭pwm通道；可编程的pwm死区控制以防止上、下桥臂同时输出触发脉冲；3个捕获单元；片内光电编码器接口电路；6通道a/d转换器。事件管理器模块适用于控制交流感应电动

40、机、无刷直流机、开保证关磁阻电机，步进电机、多极电机和逆变器。4)可扩展的外部程序存储器，总共192k字；64k字程序存储器空间；64k字数据存储器空间；64k字i/o寻址空间。5)看门狗定时器模块(w和dt) ,保证程序运行的安全性。6)16通道10位a/d转换器，最小转换时间为500ns，可选择两个事件管理器来触发的两个8通道输入a/d转换器或一个16位通道输入的a/d转换器。7)控制器局域网(can)模块。8)串行通讯接口(sci)。9)16位的串行外设接口(spi)。10)基于锁相环的时钟发生器。11)高达40个可单独编程或复用的通用输入/输出引脚(gpio)。12)32位累加器和32

41、位中央算术逻辑单元（calu）；16位*16位并行乘法器，可实现单指令周期的乘法运算；5个外部中断(电机驱动保护、复位和两个可屏蔽中断)。13)电源管理包括3种低功耗模式，并且能独立将外设器件转为低功耗模式。2.6.2 起停电路、dsp晶振及复位电路设计161)起停电路的实现起动、停止电路如图3-15所示: 图2-11起动、停止控制电路图fig.2-11 the diagram of start,stop control circuit起动、停止电路都是最基本的rc充放电路。控制电机起动，通过按按钮sw2，start信号由高电平变为低电平，送dsp的adcin04(i/o) 多功能口，通过程序

42、将adcin04（i/o）口配置成i/o口，当dsp检测到start信号变低时，系统便开始电机起动程序。而电机停机是通过sw1按钮控制，stop信号送dsp的adcin04(i/o)口，当sw1按下时，dsp检测到高电平时，电机停转。电阻r17和r18是为了防止在高电平到低电平的突变，起到续流的作用。2)复位电路系统的复位电路采用的为简单实用的上电复位电路，电源刚加上时，tms320lf240lf7a处于复位状态，为低电平使芯片复位。为使芯片初始化正确一般应保证为低电平至少3个clkout周期，即当时钟为20mhz时的600ns。但是，在上电后，系统的晶体振荡器往往需要几百毫秒的稳定期，一般为

43、100ms200ms。图2-12 复位电路fig.2-12 the diagram of reset circuit系统采用图2-12电路的复位时间主要由r和c确定。a点电压设v1=1.5v为低电平与高电平的分界点，则: （2-7） 选择r=100k ,c =4.7f,可得t1=167ms，随后的施密特触发器保证了低电平的持续时间至少为167ms，从而满足系统复位要求。 实际应用中，dsp的系统时钟频率较高，运行过程中极有可能会发生干扰和被干扰的现象，严重时系统会出现死机现象，所以，在以后的工作中，为了克服上述问题，硬件上必须做出相应的处理。其中最有效的办法是采用具有监视(watchdog)功

44、能的复位电路。3)晶振电路给dsp芯片提供时钟一般有两种方法，一种是利用dsp芯片内部提供的晶振电路，在dsp芯片的x1和x2clkin之间连接一晶体可起动内部晶体振荡器，这种方式的晶体应为基本模式，且为并联谐振。第二种是将外部时钟源直接输入x2clkin引脚，x1悬空。采用封装好的晶体振荡器，这种方法使用方便，在实际应用中得到了广泛的应用。在本系统中正是利用第二种方法提供给dsp芯片时钟信号源，电路图如图2-13所示4脚加3.3v电压，2脚接地，就可在三脚得到所需的时钟，1脚悬空。系统中由于dsp的时钟为20 mhz，所以选择外部晶振为20mhz。对tms320lf2407a与别的cpu(5

45、1和96)不一样，时钟分为三种，cpuclock, sysclock和watchclock，它们由dsp内部的锁相环时钟模块(pll clock module)提供。其中cpuclock它是由锁相环时钟模块提供的最高频率时钟，为内部cpu使用，dsp内部所有的存储器和任何直接与cpu总线直接连接的外围设备，包括外部存储器接口，都是用cpuclock。图2-13时钟电路fig.2-13 the diagram of clock circuit系统时钟sysclock和看门狗时钟都由cpu时钟提供。系统时钟，一般采用cpu时钟频率的1/2或1/4，供dsp的所有外围设备总线上的设备使用。而watc

46、hclock时钟频率较低，为watchdog计数器和实时中断模块使用。3系统软件设计3.1 无刷直流电动机控制系统原理无刷直流机工作在由位置检测器控制逆变器开关管通段的“自控式”变频方式下，逆变器的变频是自动完成的，并不需要控制系统加以干预及控制。要控制电机的转速就应控制电机的转矩，调节直流侧电压即可调节转速。通常采用pwm（pulse-width modulation,脉宽调制）调节方式，通过改变控制脉冲的占空比来调节输入无刷直流机的平均直流电压，以达到调速的目的。无刷直流机系统通常采用转速、电流双闭环控制，系统原理图如图3-1所示。其中，asr和acr分别为转速和电流调节器，通常采用pi算

47、法实现。速度为外环，电流为内环，由于，电流调节的实际上是电磁转矩。速度给定信号，与速度反馈信号送给速度调节器（asr），速度调节器的输出作为电流信号的参考值，与电流信号的反馈值一起送至电流调节器（acr），电流调节器的输出为电压参考值，与给定载波比较后，形成pwm调制波，控制ipm模块的实际输出电压。被确定要导通的相并不总是在导通，它受pwm输出信号的控制，逻辑与单元的任务就是把换向信号和pwm信号结合起来，再送到ipm模块。 图3-1无刷直流机系统原理图fig.3-1 the diagram of brushless system diagram3.2 pwm波的产生原理pwm波4是一种脉宽

48、可调的脉冲波，用于交、直流电动机的电压控制。定频调宽是一种最常见的脉宽调制方式，它使脉冲波的频率保持不变，只调整脉冲宽度。tms320lf2407a dsp 设计了使用定时器周期值和比较器的比较值来实现产生pwm波的方法。周期值用于产生pwm波的频率，比较值主要用于产生pwm的脉宽。因此，比较值要小于周期值。根据使用比较器的不同，有两种产生pwm波的方法：一种是使用定时器比较寄存器；另一种是使用比较单元。后者产生的pwm波可以加死区。1)利用定时器比较寄存器产生pwm波每个定时器都有一个定时器比较寄存器txcmpr和一个pwm输出引脚txpwm。利用定时器、定时器周期寄存器和比较寄存器，就可以

49、在这个引脚上得到一个所谓对称的或非对称的pwm波。txpwm引脚的输出极性可以通过定时器控制寄存器gptconx的txpin位设置，其中包括强制高（输出总是1）、强制低（输出总是0）、高有效（与波形发生器输出极性相同）、低有效（与波形发生器输出极性相反）。a)非对称pwm波的产生将定时器的计数方式设置在连续增计数方式时产生非对称波形。由于本论文采用对称pwm波，所以此种方法不做过多介绍。b)对称pwm波的产生将定时器的计数方式改为连续增/减计数方式就会得到对称的pwm波形，见图3-2。在计数器初值为0且比较值小于周期值的条件下开始增计数。当计数到与比较值相等时，txpwm引脚发生跳变；继续计数

50、到与周期值相等时，计数器开始减计数；再次计数到与比较值相等时，txpwm引脚发生第二次跳变；当计数器减计数到0时，完成一个pwm周期，计数器开始新一轮的增计数。比较值的改变影响了pwm脉冲的两边波形，这就是对称pwm波形的特点。由图3-2可见，在对称pwm波形中，如果增计数时的周期值和比较值等于减计数时的周期值和比较值，pwm波的周期是周期寄存器周期值的2倍。这种有效pwm波形的占空比计算公式为：同样，低有效pwm波形的占空比公式也不变。如果比较值等于0，则引脚输出保持1，其占空比为1。如果在增计数和减计数时的比较值都大于等于周期值，则引脚输出保持为0，即占空比为0（见图3-2）。如果在增计数

51、时比较值大于周期值，而在随后的减计数时会发生比较匹配，这时引脚仍然会发生正跳变，因此会产生输出错误。这种情况下硬件会自动使输出总是1，除非新的比较值为0。图3-2定时器比较寄存器产生的对称pwm波形fig.3-2 the diagram of timer compare register produced symmetric pwm waveform2)比较单元和死区单元每个事件管理器都有3个比较单元、1个比较控制寄存器comconx和1个比较方式控制寄存器actrx。每个比较单元都有1个比较寄存器cmprx（注意区别于定时器比较寄存器txcmpr），以及2个pwm输出引脚。这一套组合可以使事

52、件管理器产生6个带死区的pwm输出，用于控制三相逆变桥。它还可以产生空间矢量pwm波形。比较单元的操作功能与定时器比较寄存器的操作功能相似。当定时器的计数值与比较单元的比较寄存器的比较值相等时，就会在该比较单元的两个pwm引脚上产生跳变（两个引脚上的跳变与比较方式寄存器actrx的设置有关），并经过1个cpu时钟后发出比较中断申请。比较单元受比较控制寄存器和比较方式控制寄存器控制，通过这些寄存器可以设置比较输出是否允许、比较值和方式寄存器的重载条件、空间矢量pwm的使用、pwm引脚输出方式。3)利用比较单元产生pwm波利用比较单元产生pwm波与利用定时器产生pwm波的方法几乎相同，只不过前者使

53、用比较和死区单元，而后者使用定时器比较寄存器且没有死区功能。以事件管理器a为例，利用比较单元产生pwm波时，要使用定时器1计数器t1cnt、定时器控制寄存器t1con、周期寄存器t1rp、比较寄存器cmprx、比较控制寄存器comcona、比较方式控制寄存器actra、死区控制寄存器dbtcona。对这些寄存器正确的初始化就可以产生对称的非对称的pwm波形。下面只对对称波形pwm波的产生进行说明。将定时器的计数方式改为连续增/减计数方式就会得到对称的pwm波形，见图3-3所示图3-3比较单元产生的对称pwm波形fig.3-3 the diagram of compare unit symmet

54、ric pwm waveform generated3.3 速度检测算法由于本系统采用的是无传感器控制，取消了传统的位置传感器和速度传感器，因此速度反馈信号只能够通过对无传感器控制方法检测到的转子位置信号加以处理来得到。其原理是根据转子位置信号变化的时间间隔来计算转速，转速计算公式可用下式来表示: （3-1） 式中:p为极对数，这里p=3具体实现如下:在dsp的内存中开辟一个字(16位)的存储单元，记为bcount，用于测定转子位置变化的时间间隔。在程序中每经历一个电流环周期对bcount计数一次，即bcount的计数单位为(即产生三次定时器t1下溢中断的时间间隔)。当 电角度: 电机转速为: （3-2） 将上式转速n的单位化为，电机的转速为 （3-3） 由于tms320lf2407a dsp只能够进行16位的除法运算，且运算结果商存入累加器的低位，余数存入累加器的高位。故实际采用的转速计算公式为: （3-4）通常，速度检测的性能是由速度反馈值的精度和滞后时间来描述的，只有在高精度的速度