电力电子升压斩波电路的设计..

1、电力电子技术课程设计电力电子技术课程设计院系：信息科学与工程学院题目升压斩波电路设计专业：电气工程及其自动化班级：1201学号：3120203102姓名：陈昱含班级：1201学号：3120203105姓名：郑华宇班级：1201学号：3120203106姓名：叶荣指导老师：黄靖、刘华姿2014-2015学年 第一学期目录一、引言3.二、设计目的要求与方案 .3.2.1设计目的3.2.2设计要求3.2.3设计方案4.三、主电路的设计5.3.1主电路方案5.3.2 元器件参数选择与计算 6.3.2.1功率开关 V的选择.6.3.2.2二极管VD的选择 7.3.2.3储能电感L的选择 8.3.2.4输

2、出滤波电容 C的选择8.3.2.5参数计算.9.四、控制和驱动电路的设计 104.1控制电路设计104.1.1 SG3525的工作原理104.1.2控制电路方案选择 .1.14.2驱动电路设计1.34.2.1TLP521 资料134.2.2驱动电路方案选择 14五、保护电路设计1.55.1过流保护电路1.55.2过压保护电路1.65.3过热保护电路17六、部分仿真波形 18七、方案改进207.1改进型升压斩波电路 207.2缓冲电路的设计207.3利用单片机设计控制电路 21八、设计总结22九、附录239.1元器件清单 239.2参考文献249.3 附图25.、引言直流-直流交流电路是将固定的

3、直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波，可以看作一个直流变压器。直流斩波电路(DC Chopper) 一般是指直接将直流变成直流的情况，不 包括直流-交流-直流的情况；直流斩波电路的种类很多，包括 6种基木斩波电路：降压斩波电 路，升压斩波电路，升降压斩波电路，Cuk斩波电路，Sepic斩波电路，Zeta斩波电路，前两种是最基本的电路。本设计为升压斩波电路Boost Chopper升压斩波电路，该电路目前的典型应用，一是用于直流电动机传动，二是用作单相功率因数校正(Power Factor Correction, PFC)电路，三是用于其它交直流电源中。本设计主要是设计一个升压斩波电路，

4、要求输入一 定的直流电压，经过升压斩波电路实现一定范围内可调的直流电压的输出。二、设计目的要求与方案2.1设计目的1) 培养文献检索的能力，特别是如何利用In ternet检索需要的文献资料2) 培养综合分析问题、发现问题和解决问题的能力。3) 培养运用知识的能力和工程设计的能力。4) 提高课程设计报告撰写水平。2.2设计要求课题：升压斩波电路设计要求：1、输入直流电压：Ud=40V2、开关频率100KHZ3、输出电压范围80V120V4、输出电压纹波：小于1%5、最大输出电流：5A&具有过流保护功能，动作电流：6A7、具有稳压功能2.3设计方案由于升压斩波电路可以将任意可调的直流电转换为稳定

5、的另一直流电压，也可以将任一 稳定的直流电压转换为可调范围输出，根据题目要求，主电路采用Boost Chopper通过合适的取电阻和电感的大小并采用调节占空比的方法调节输出电压的人小；通过合适的选取电容的值达到纹波指标，同时稳定输出的电压。另外加上合适的过流保护电路防止器件的损坏。电力电子器件在实际应用中，一般是由控制电路，驱动电路，保护电路和以电力电子器 件为核心的主电路组成一个系统。由信息电子电路组成的控制电路按照系统的工作要求形成 控制信号，通过驱动电路去控制主电路中电力电子器件的导通或者关断来完成整个系统的功 能，当控制电路所产生的控制信号能够足以驱动电力电子开关时就无需驱动电路。根据

6、升压 斩波电路设计任务要求则需设计主电路、控制电路、驱动及保护电路。以下为方案原理框图：升压斩波电路（主电路）控制电路驱动电路滤波整流电路保护电路21根据原理框图与所学知识设计大致电路原理图：（不包含具体控制电路、驱动电路与保 护电路）220V/5OHZ流滤波电路三、主电路的设计3.1主电路方案设计构思：根据设计要求需设计一个升压斩波电路，根据所学知识可以运用基本斩波电 路Boost Chopper作为主电路，此方案是通过直流电变为固定电压或可调电压的直流电，电 路整体较为简单。另一种方案是在直流变流电路中增加交流环节，即先把直流变交流，再把 交流变直流，此方案把本该简单的电路变为更加复杂。综

7、合所述，选择前者方案为主电路。下图为主电路原理图：TVE)ryL cry111EV40V+cIi GEIl升压斩波电路的工作原理如下： 假设电路中电感L值很大，电容C值也很大。当V处于接通态时，电源E向电感L充电，充电 电流基本恒定为11,，同时电容c上的电压向负载R供电，因C值很大，基本保持输出电压为恒定值， 记为U6设V处于接通态的时间为ton，此阶段 电感L上积蓄的能量为EII ton处于断开时，4 E和L共同向电容C充电，并向负载R提供能量。 设V处于断开的时间为tof，则在此时间电感L释放的能量为宀二厂。当电路工作处于静态时，一个周期T中电感L积蓄的能量与释1Loff+也 T E =

8、 E放的能量相等，即Eton = U。_E I 1toff化简得:上式中的，输出电压高于电源电压，故称之为升压斩波电路。升压斩波电路在电力电子工程中也叫变换器，式中的表示升压比，通常调节其大小，即可改变输出电压Uo的大小。其调节的方法就是控制始终大于1,也就是保持I 。在实际电路中，要使通过 电容C作用使得输出电压认为保持不变，其当电容 C的值足够大时，其误差是很小的，基本 可以忽略。从这一点上说，升压斩波电路可以看成是直流变压器。OI II !I kI1*I *nidih11i1 p1 !申1I1 iJ *1Jr瑤*r e O II*二411 电感电流连续与断续电流电压波形图3.2元器件参数

9、选择与计算3.2.1功率开关V的选择功率开关的选择首先应该根据输入条件和输入电压、电流、工作场合、负载特性等来确 定，常用的全控型器件为IGBT, MOSFETGTR等。在确定功率管的类型后，型号的选择应该 遵循以下几个原则：1）功率开关V的导通饱和压降Uces越小越好。2）功率开关V截至时的反向漏电流Ico越小越好。3）功率开关V的高频特性要好。4）功率开关V的开关时间要短，也就是转换速度要快。5）功率开关V的基极驱动功率要小。6) 功率开关V集电极电压的额定值需要足够大。IGBT升降压斩波电路是直流斩波中最基本的一种电路，是用IGBT作为全控型器件的升降压斩波电路，用于直流到直流的降压或升

10、压的变换。IGBT (绝缘栅双极晶体管)是典型的全控型器件，兼有MOSFE的高输入阻抗和GTR勺低导通压降两方面的优点。GTRfi和压降低， 载流密度大，但驱动电流较大；MOSFE驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密 度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。故功率开关V选择IGBT。(1) 集电极电压Uceo：Uceo =* UiG 3由原理图可知V承受的最大电压就是截至电压 Ui，考虑输入电压具有10%勺波动，储能 电感L上的反峰尖刺电压为额定值的 20%因此V承受的电压实际为1.1*1.2Ui = 1.32Ui。通 常选择功率开关要留有一定的富余量，故选

11、80%为额定电压值，则1.32Ui = 0.8Uceo。根据输 出电压有输入电源关系，亦可得 Uo= Ui 1/(1-D) o(2) 集电极电流Ic :在功率开关V导通期间，流过功率开关 V的电流也就是在此期间流过储能电感 L中的电 流，即输入电流Ii o如不考虑电路中的其他功率损耗，就有 Ii=Io Uo/Ui o选择功率开关V 的集电极电流和选择集电极电压一样，也要留有一定的余量。一般工作电流取为80%的额定电流值，公式就应为 0.8Ic=Ii = Io Uo/Ui=Io 1/(1-D)。3.2.2二极管VD的选择(1)反向耐压Ud:在功率开关V导通期间，二极管VD因反向偏置而截止，此时二

12、极管 VD上所承受的电压 为输出电压Uo(功率开关V的正向饱和电压被忽略)。此外，二极管耐压值一般应留有20%的 富余量，故二极管VD反向耐压Ud应为：? Ud 注-一 U。= 1,25 Uo.1 .-；|!1I，4(2)正向导通电流Id :在功率开关V截止期间，二极管VD因正向偏置而导通，此时流过二极管 VD上的电流Id 正好就是电流Ii，也就是流过储能电感 L上的电流li。因此Ii=Io Uo/Ui。通常在选择二 极管VD的正向工作电流时应留有较大的富余量， 以降低其正常工作时的热量，通常富余量为 50%,因而就有解上式可得出二极管 VD正向导通电流Id: 2Io Uo/Ui=2Io/(1

13、-D).(3) 正向导通功率损耗 Pd:Id。设二极管VD的正向导Us在功率开关V截止期间，二极管VD因正向偏置而导通的电流 通管压降为Us,二极管VD正向导通功率损耗Pd可由下式计算：从上式中我们可以看出，要想降低二极管VD正常工作时的热量，除上面所说的在选择正 向导通电流Id时要留有较大的富余量以外，减小二极管VD正向导通管压降Us也是一个非常 有效的方法。因此，具有非常低的正向导通管压降的肖特基二极管( SBD是首选对象。而且在Roost Chopper变换中，升压二极管的反向恢复会限制开关频率的提高，同时引 起较大反向恢复损耗、过高di/dt而产生电磁干扰。肖特基二极管器件的短载流子寿

14、命是减 小反向恢复电流峰值和缩短关断时间的一个主要因素。在IGBT和普通二极管组合中，IGBT开通时会出现很大的开通电流过冲，其峰值可达24 A，开通损耗较大，同时因为IGBT达到稳态的电流时间较长也使系统的频率受到限制；而IGBT和肖特基二极管组合电流上升基本没有过电流现象，其峰值为5A0 IGBT和普通二极管组合中的二极管在关断时会出现很大的反向 关断电流，其峰值可达18 A，关断损耗较大；而IGBT和SBD组合中二极管反向恢复电流却 很小，其峰值约为1A。选择肖特基二极管，不仅能降低二极管VD工作时的热量，还可以有效的减小反向恢复电流峰值和缩短关断时间，以减小损耗。(sic肖特基二极管在

15、升压斩波电路中的应用分析雷海峰，温家良，金锐，刘明光1.北京交通大学，北京100044; 2.中国电力科学研究院，北京 100192)323储能电感L的选择在功率开关V导通的Ton期间内，储能电感L上电流的增加量应与在功率开关 V截止的 Toff期间内储能电感L上电流的减少量相等。因此就有 11(+)= 11(-) 式中，(+)表示增 加量，(-)表示减少量。储能电感L上电流在一个转换周期内变化的峰峰值为：All = All+) AH1 +=存 Ton + 半 * ToffUi 工四 +_Uu ToffL在实际设计和应用中，储能电感L上的峰峰值电流Ii+ Il /2不应大于最大平均电流的 20

16、%这可以避免储能电感L的磁饱和，也能达到限制功率开关 V的峰值电流、峰值电压和功 率损耗的目的。一般选择 Il=1.4Ii 。为了求得与稳压电源转换效率输出电流Io、占空比D和工作频率F有关的计算储能电感L的实际公式，作如下推导。已知稳压电源转换效率与输入功率Ui Ii和输出功率Io UopIcp 畳(Ju之间的关系式为因此就有-10 u i q L = 7 *+_ io 讥-D) q整理，可得储能电感L的实际计算公式为：1 这里虽然推导出了升压斩波电路中储能电感L的较为实用的实际计算公式，在实际的应用和调试中，也存在着储能电感L的电感量应大于临界电感量Lc的问题。为了保证负载最小 电流电路能

17、够连续，实际电感量应取大于临界电感量Lc= Uo D(1-D) 2/ (2 f Io).3.2.4输出滤波电容C的选择(1)电容容量：输出电压稳定在所设计的恒定电压值Uo上，这时的输出电流为Io。由于在功率开关 V导通期间负载电阻R上的全部电流Io都是由滤波电容C提供的，所以这时滤波电容C上的电流就等于稳压电源的输出电流Io，并且滤波电容C上电压的变化量为输出电压的纹波电压值 Uo,此时就有如下的关系式可解得:Io Tonio/ UoFViUo-(Uo + Ui)将 D=Uo/(Uo+Ui)，f=1/T 代入，由可得(2)耐压值Uc：在功率开关V截止期间，加在滤波电容 C两端的电压为输入电压U

18、i;在功率开关V导通 期间，加在滤波电容C两端的电压为输出电压Uo(储能电感I上的电压降和二极管VD的正向 导通管压降Us在这里均被忽略掉)。另外，对于升压斩波电路来说，它的主要特性就是输出 电压Uo比输入电压Ui高，这里就取输出电压Uq在确定输出滤波电容 C的标称值时应留有 50%的富余量，因此输出滤波电容C的耐压标称值应由下式来确定：0.5Uc=Uq即Uc=2Uo.325参数计算按照以上的器件选择原则，根据设计要求，确定电源、功率开关IGBT、二极管、电容、电感、电阻等相关参数。已知参数：输入电压为 40V;输出电压80-120V，可计算占空比D=0.5-0.667，取输出电 流为0.1-

19、5A，R=24-1200Q，可取R=40Q。开关频率F=100KHz效率大于70%输出电压波 纹 1% Uo=0.4V。功率开关 IGBT: Uceo=1.32*40/0.8=66V，Ic=12.5A，反向击穿电压 200V。二极管 VD Ud=1.25*120=150V, ld=20A。输出电容C:根据公式算得 C=27.8uF, Uc=2*Uo=240V取C=100uF验证：当C=100uF 输出波纹电压 Uo=0.25ViN4mDC-KIN414S10011F:C12 OjOOItiFPVM控制电路GND-|-RS4.2驱动电路设计4.2.1 TLP521 资料TLP521是可控制的光电

20、耦合器件，光电耦合器广泛作用在电脑终端机，可控硅系统设备， 测量仪器，影印机，自动售票，家用电器，如风扇，加热器等电路之间的信号传输，使之前 端与负载完全隔离，目的在于增加安全性，减小电路干扰，减化电路设计。常用的为东芝TLP521 -1，- 2和4组成的砷化镓红外发光二极管耦合光三极管。TLP&2V1右吨：集电极-发射极电压:55V （最小值）_ 3经常转移的比例：50%（最小）1 . Anode2 - Cathode 3 Emitter4 Collector隔离电压：2500Vrms （最小）422驱动电路方案选择为了减少不同电源之间的相互干扰，SG3525输出的PWMS过光电耦合之后才送

21、到驱动电 路。IGBT是电力电子器件，控制电路产生的控制信号一般难以直接驱动IGBT，因此需要外加驱动电路。驱动电路是连接控制部分和主电路的桥梁，驱动电路的稳定与可靠性直接影响着 整个系统变流的成败，具体来讲IGBT的驱动要求动态驱动能力强，能为IGBT栅极提供具有 陡峭前后沿的驱动脉冲。否则IGBT会在开通及关断延时，同时要保证当IGBT损坏时驱动电 路中的其他元件不会被损坏。其次能向IGBT提供适当的正向和反向栅压，一般取+15 V左右 的正向栅压比较恰当，取-5V反向栅压能让IGBT可靠截止。而且要具有栅压限幅电路，保护 栅极不被击穿。IGBT栅极极限电压一般为土 20V,驱动信号超出此

22、范围可能破坏栅极。最后当 IGBT处于负载短路或过流状态时，能在IGBT允许时间内通过逐渐降低栅压自动抑制故障电 流，实现IGBT的软关断。驱动电路的软关断过程不应随输入信号的消失而受到影响。在本设计中，直接采用光电耦合式驱动电路，该电路双侧都有电源。其提供的脉冲宽度 不受限制，较易检测IGBT的电压和电流的状态，对外送出过流信号。另外它使用比较方便， 稳定性比较好。上图给出了电力 MOSFE一种驱动电路，控制电路所输出的 PWMS号通过TLP521-1光耦 合器实现电气隔离，再经过推挽电路进行放大，从而把输出的控制信号放大以驱动IGBT。为得到最佳的波形，在调试的过程中对光耦两端的电阻要进行

23、合理的搭配。升压电路所用全控型晶闸管IGBT是电压型驱动器件，其栅射极之间有数千皮法左右的极 间电容，为快速建立驱动电压，要求驱动电路其有较小的输出电阻。使IGBT开通的栅射极间的驱动电压一般取1520V。同样，关断时施加一定幅值的负驱动电压(-5 -15V)有利于减 小关断时间和关断损耗。在栅极串入一只低值电阻可以减小寄生振荡，该电阻阻值应随被驱 动器件电流额定值的增大而减小。本设计中取50Q。所以上图中，正驱动电压为+15V,负驱动电压为-15V，Q1的型号是D44H8 Q2的型号是 D45H8 D44H8与 D45H8的Uce最大值为60V,因为该驱动电路中的驱动电压为 -15V，+15

24、V, Q1、Q2选择上述型号较为安全。五、保护电路设计在主电路工作时，如果输出端或者负载电路出现短路而造成过流现象，或者由于其他原 因造成输出端过压现象，施加于功率开关V基极的驱动信号便可将功率开关 V及时地关断，并使其处于截止状态，即使开关稳压电源停止工作。这样既保护了开关稳压电源电路本身免 遭损坏，又保护了负载电路不被损坏。这就是接下来要讲的过流、过压、过热等保护电路的 原理与具体设计。5.1过流保护电路当电力电子电路运行不正常或者发生故障时，可能会发生过电流。当器件击穿或短路、 触发电路或控制电路发生故障、出现过载、直流侧短路、可逆传动系统产生环流或逆变失败， 以及交流电源电压过高或过低

25、、缺相等，均可引起过流。由于电力电子器件的电流过载能力 相对较差，必须对变换器进行适当的过流保护。过流保护的方法比较多，比较简单的方法是 一般采用添加FU熔断器来限制电流的过大，防止IGBT的破坏和对电路中其他元件的保护。 如在主电路串接一个快速熔断丝。还有一种方法如下图所示，在主电路的负载端串接一个很小取样电阻R11, R10和R15是用来取基准电压的电阻，把基准电压加到比较器的反向端，R9和R14取样的电压通过比较器与基准电压比较，将输出端接到控制电路中SG3525芯片的10脚。R13*l=0.2*6=1.2V R11，R16分压得 U4=1.2*R16/( R11+R16 =1V R11

26、=1K R16=5K5.2过压保护电路当输入达到一定电压值时，自动开通保护电路，使过压 通过保护电路形成通路，消耗过压储存的电磁能量，从而 使过压的能量不会加到主开关器件上，保护了电力电子器 件。过压保护我们采用阻容保护，将电阻电容并联在保护 器件上，抑制电网中的尖峰电压波，当尖峰波来时，因电 容上的电压不变，尖峰波的电压会直接加在与电容串联的 电阻上，尖峰波的能量被消耗在电阻上，从而立即降低尖 峰波的电压幅度。阻容值的选取，查资料知并联在二极管上的电容值一般为： （2.55） 10 If , I0.367Id，在此 Id取 5A,得电容值为45pf91pf，我们取C=75pf。并联在二极管的

27、电阻值一般为：R =(24) 535)/ld，得电阻值为581166Q，我们取R= 510Q负载的过压保护采用在负载端并联取样电阻，取样输入运算放大器同相端，在反相端输入基准电压，当取样电压大于基准电压的时候运算放大器输出高电平，并将高电平给加到SG3525芯片的10脚，此时输出驱动脉冲被封锁，达到故障保护的作用。当关断信号结束，芯片重新 启动。Vmax=120V U10=Vcc*R4/ (R2+R4 =3.06V R2=115K R4=3KU11=5.1*R5/(R1+R5 =3.06V R1=2K R5=3K电力电子技术课程设计过流和过压保护经过两个二极管组成的或门一同接到 3525 的

28、10 脚r这样无论过压或过流时都能起到保护作用5.3过热保护电路过热保护电路主要是用来保护开关稳压电源电路中的功率开关 和续流二极管的。当开关稳压电源满负荷工作时间太长，或超负荷 工作，或功率开关和续流二极管的散热面积不足，或散热条件变差 等原因而导致功率开关和续流二极管的温度迅速上升，并且超过所 规定的最大温度限度时，过热保护电路能够将功率开关关断而使稳 压电源停止工作无输出。该过热关断电路，温度降低以后正常工作Vcc:稳定的直流电压，正常时 V*R2/(R1+R2) 0.7VRT7:为负温系数的热敏电阻C1:取小容量电解电容，目的是防止外界干扰动作Vref:为芯片的基准脚。时S皆Q1:为三

29、极管VCC=15V当温度为45度时RT=4.9K 根据公式的 R8=25(K，C1取10uf除了以上所述的保护电路之外，还有欠压保护电路，开机软启动保护电路等，由于本设 计中没有相关的设计，故不再说明。六、部分仿真波形根据所设计的电路图，利用 multisim 软件主电路进行了仿真。其中驱动信号 Ug占空比 设置为50%波形如下：Ug5.3|115即2636即 475|i58 0p 68 即 791UoUL32ILIvDlv七、方案改进7.1改进型升压斩波电路为拓宽输出电压调节范围且有效地改善输入电流的畸变，给出如图的改进型升压斩波电路：hf*ADVDVD1GHT1-书VD.由电容C1, C2

30、对电源进行分压，采用2个开关元件进行对电感的蓄能和释放的控制，使 得在相同周期内，对充电电流的变化周期缩小 1倍，可有效地提高升压范围，并减小输入电 流的高次谐波。（一种改进型升压斩波电路王志达，侯云海 沈阳工程学院学报 第4卷第2期2008年4月）7.2缓冲电路的设计缓冲电路由电容C1、电阻RL开关K1 , K2组成，目的是为了给升压电路提供相对恒定 的直流电压，防止冲击电压和冲击电流对功率器件造成损坏。K1闭合，直流电源接通，起初输入侧滤波电容器上的电压为 0V,接通瞬间产生的冲击电压和冲击电流可能对主功率电路造 成损坏。因此，在电源输入和滤波器之间接入限流电阻R L,，将滤波器的充电电流

31、限制在一定范围内。当滤波电容器充电完毕后，K2闭合，将限流电阻RL短接。限流电阻RL的取值为20kQ。在以上过程中，K3是打开的。大电容C1也可起到滤波作用，滤去直流电压中的脉动成分。该电容一般来说容量越大越 好，但考虑到体积和成本的限制，根据经验可选 50000uf的电解电容。电阻R为系统停止工 作后大电容C1提供放电回路，将K3闭合，即可为C1提供放电回路。电阻R取值为10KQ。（基于SG3525的直流升压电源的设计与仿真王川川，赵锦成，邢娅浪 电气开关 2010.N 03）增加缓冲电路的主电路图7.3利用单片机设计控制电路STC12C5410A单片机是深圳宏晶生产的一种单片机，是宏晶仃8

32、051单片机。该型单片机有4路PWMt出、8路10位A/D转换，能满足该电路的需要。输出电压经采样及信号调理以后，送至 STC12C5410A单片机，由于STC12C5410A单片 机具有8通道10位和取样保持电路的A /D转换器，且有输山PWM驱动信号的功能，能满足 该电路的需要，故无需另外设计 A /D转换电路及PWM区动信号产生电路。通过调用 PI算法 计算调整下次传送的控制信号，形成反馈回路，实现宽电压输入、稳压输出的功能利用单片 机丰富的I/O 口和A /D转换通道，结合针对DC2DCf压系统设计的保护电路，可以构成完善 的保护功能。（基于单片机的升压电路设计与仿真刘毅、王聪机械与电

33、子 2011年第7期）八、设计总结经过一周半的电力电子课程设计，学到了很多，更认识到了理论与实际结合的重要性， 只有理论知识是不够的。我们知道随着社会的发展，电力电子技术应用范围的不断扩大，对 于我们电类专业的学生来说，能够掌握电力电子技术不仅会提高我们的竞争力，而且对于我 们之后的专业学习有更大的帮助。我们从一开始看到课题的无从下手到通过查找资料梳理出 电路的几大部分，开始分别对主电路，控制电路，驱动电路和保护电路进行分析。随着设计 的进行，发现的问题也越来越多，不过也加深了我们对电力电子技术这门专业基础课的 认识与理解。每个部分电路的设计都是我们通过各种渠道，包括图书馆借阅书籍，网上检索文献资料 获取我们所需要的信息，