一种新型电动汽车充电器控制方法研究

1、中国电工技术学会电力电子学会第十四届学术年会一种新型电动汽车充电器控制方法研究刘博，贲洪奇，孟涛（哈尔滨工业大学 电气工程及自动化学院，黑龙江 哈尔滨 150001）摘 要 将 Z 源网络应用到电动汽车充电器中，可以将传统两级式结构简化为一级，减小装置体积和成本。对 Z 源网络中常用的直通零矢量调制方法进行分析和改进，提出了一种新的直通零矢量调制方法简化分段法，有利于提高系统的开 关频率。对于 Z 源拓扑直流侧采用电压单闭环控制时，输出电压纹波大、稳定性差的问题，引入 Z 源电感电流内环，与输 出电压外环构成双闭环控制系统，并进行了双闭环 PI 调节器的参数设计。仿真和实验结果表明，所提出的直

2、通零矢量调制 方法是正确可行的，双闭环控制系统使输出电压更稳定，纹波更小。关键词 Z 源充电器，直通零矢量，简化分段法，直流侧，双闭环控制Control Method Research of a New Electric Vehicle ChargerLIU Bo,BEN Hong-qi(School of Electrical Engineering and Automation，Harbin Institute of Technology，Harbin 150001，China)Abstract: Z source network is applied to electric vehicl

3、e charger , which can simplify the structure from traditional two stage two one stage ,and can reduce the device volume and cost. Common shoot-through zero vector modulation method is analyzed and improved , then proposing a new method :simplified-fractionation method ,which can rise the system swit

4、ching frequency. For the problems of output voltages large ripple and poor stability when DC-side Z-source network used voltage single-loop control system, a double -loop control system which contains inner loop of Z-source inductor current and outer loop with output voltage is proposed , then the p

5、arameters of double closed-loop PI regulators are designed. Simulation and experiments show that the method of modulation is correct and double-closed- loop control system makes output voltage more stable withsmaller ripples.KeywordsZ-source charger，shoot through zerodouble-closed- loop controlvecto

6、r，simplified fractionation method，DC side，1引言传统的电动汽车充电器多采用两级结构。前级为 具有 PFC 功能的 PWM 整流器，后级为实现直流电压 变换的 DC/DC 变换器。这种两级式结构技术相对成 熟，功率因数校正效果好，但是其结构复杂，效率低， 动态响应慢。本文研究一种基于 Z 源结构的单级式充 电器，在满足谐波标准的前提下，简化了系统结构， 提高了能量转换效率。Z 源拓扑自 2002 年提出之后，迅速成为研究热点，允许整流桥臂直通，系统可靠性增强，同时不再需要加入死区时间，减小了输入电流的畸变。最初的 Z 源充电器采用交流侧电压电流双闭环控

7、制3-5，反馈信号分别为 Z 源网络电容电压和滤波电感 电流。该方法交流侧的动态响应性能和稳定性较好， 但是直流电压的动态特性较差。S1S3S5S7C1LsC2iLUaRiaaUbibC0ObUdcRLc的不断探索，Z 源网络的应用已经拓展到 AC/DC 整流S4S6S2L2N图 1Z 源充电器拓扑结构含有 Z 源网络的电动汽车充电器结构如图 1 所示。其具有以下特点1,2：1) 直流侧输出电压具有可 调性，能够给不同电压标称值的蓄电池组充电；2)Fig.1 Topology of Z-source rectifier539中国电工技术学会电力电子学会第十四届学术年会为了解决上述问题，文献6提

8、出了基于 Z 源型逆变器的三闭环控制结构：以交流侧电压电流双环作为 基础，增加了以直流侧滤波电容电压为反馈信号的电 压单闭环。这种控制系统虽然设计简单，实现容易， 但是直流侧输出电压以及 Z 源网络电容电压的稳定性 较差，电压纹波较大，系统难以达到较好的控制性能。由于 Z 源充电器的交流侧双闭环控制技术已经相对成熟，本文着重对系统直流侧控制方法进行研究， 提出了一种新的直通零矢量调制方法，并在输出电压 单闭环的基础上，引入 Z 源网络的电感电流反馈，形 成电流内环，实现直流侧电压电流双闭环控制，并完 成双闭环控制系统的控制参数设计。数要求和性能都具有较大影响，因此需要根据不同的调制方法的特点，

9、选择合理的调制方法，使系统具有 较高的可靠性和较好的控制性能。在采用 SVPWM 控制策略时，充电器的输出结果 只与 6 种有效状态有关，所以为了保证系统的输入电 流和输出电压不会受到直通零矢量的影响，需要通过 控制将直通零矢量加在传统零矢量里面，即用桥臂直 通状态替换等时间的传统零状态。目前被广泛采用的 直通零矢量调制方法有两种：简单调制法和分段调制 法7，它们的调制波形如图 3 所示。简单调制法是将直通零矢量直接插入到传统零矢 量的作用区间中。这种调制方法思想简单，易于数字 化实现，但是从图 3(a)中可以看出，在每一个调制周期内，整流桥臂的 6 只开关管和直流侧的开关管S72直通零矢量调

10、制均要开关两次，即它们的开关频率变为有效开关频率的两倍，对器件的开关速度要求较高，并且开关损耗 较大，不适用于大功率场合。分段调制法是在传统矢量的切换时刻将直通零矢 量插入，这种方法使整流桥臂的 6 只开关管的开关频 率保持不变，但是输出侧开关管 S7 的开关频率变为开 关管 S1-S6 开关频率的 6 倍，这对 S7 的要求很高，而 且在一定程度上限制了系统开关频率的提高，同时这 种调制方法的数字化实现比较困难。2.1 调制原理对于 Z 源充电器，可将前级 PWM 整流部分等效 为电流源，此时图 1 所示电路存在两种工作状态：一 是电路处于 8 个 PWM 整流电压矢量（非直通状态） 时，电

11、流源输出电流 iin ，开关管 S7 开通，见图 2(a)； 其二为电路处于直通零电压状态，整流桥相当于短路， 此时开关管 S7 关断，见图 2(b)。 利用电感的伏秒平衡特性，可以推导出 Z 源网络 电压 Uin、UC、Udc 之间的关系如下： UC = T 1 = 1 - D0 S1S3UdcT 1 - T 01 - 2D0 。 (1) UinTsS51 =S4UdcT 1 - T 01 - 2D0S6式中： D0 = T 0 / TS ，为直通占空比。进一步分析可得三相 Z 源充电器输出直流电压Udc 与交流输入相电压基波峰值 vm 之间的关系为：2vmS2 T02 T12 T22 T2

12、2 T12 T02T7 TsUdc = (1 - 2D0)Uin = (1 - 2D0)。(2)m(a) 简单调制法驱动波形L1L1PiinPS1iLUdciLUdcC1C1C 2CC2CS3S5 S4S6L2L2NN S2 (a) 非直通状态 (b) 直通状态 T0 2 T1 2 T2 2 T22T1 T0T7 2 2Fig.2 Work status of Z source chargerTs(b) 分段调制法驱动波形图 3 直通零矢量的常用调制方式Fig.3 Common modulation of shoot-through vector由上式可以看出，Z 源充电器是利用直通零矢量来实

13、现较低的输出电压的，直通零矢量的实现决定着 主电路拓扑的工作模态，不同的实现方式对系统的参540中国电工技术学会电力电子学会第十四届学术年会经过以上分析，本文采用一种新型直通零矢量调载提供能量。制方法：简化分段法，其调制波形及实现方法如图所示。43)模态 3，如图 5 (c)所示。在该模态中，三个导通的器件均为二极管，仍然是由交流侧输入为 Z 源网络和负载提供能量。4)模态 4，如图 5 (d)所示。该模态与模态 1 相似，区别在于：输入侧短路桥臂变成了上桥臂。5)模态 5，如图 5(e)所示。该模态为直通状态。在该状态下，整流桥所有二极管导通，开关管 S7 关断，滤波电容 C0 单独为负载供

14、电。L1S7 Ls C1iLC UdcC2iabRLcS2L2N (a) 对应于 A, K12L134S76 LsC1iLC UdcJC2ia 图 4 简化分段调制法及其实现Fig.4 simplified-segmented modulation and implementationbRLcL2N 这种调制方法将直通零矢量分为 4 段相同的时间，分别插入到传统零矢量的开始段和结束段，这样 交流侧 PWM 整流桥臂 6 个开关管的开关频率能够保 持不变，与此同时输出侧 Z 源网络开关管 S7 的开关频 率只变为有效开关频率的 4 倍，相对来讲利用了上述 两种方法的优点，有利于提高系统的有效开关

15、频率。 图中 u 、 u 、 u 分别为 SVPWM 调制方法中三相调制信号的最大信号、中间信号、最小信号。(b) 对应于 C, ID3D5PC1iLCUdc Ls C2iaibbRLiccL2N (c) 对应于 D, HL1 当采用图 4 的调制方式时，在一个调制周期内，有 AK 共 11 种开关状态，为分析方便，假设在该调 制周期内，输入电流情况为： ia 0, ic 0 。结合 Z 源充电器的工作情况，分别将每个时间段 内导通的开关管 S 和二极管 D 的序号列入图 4 中的表 格，可以发现该 11 个状态对应五种不同的电路模态，如图 5 所示。1) 模态 1，如图 5(a)所示。该状态

16、与传统 PWM 整流器的零状态类似。在该模态中，输入侧通过输入 电感被短路，输入电感储存能量；在直流侧，Z 源网 络电容 C1、C2 为负载提供能量，同时为直流侧滤波电 容 C0 充电。2) 模态 2，如图 5(b)所示。该状态与传统 PWM 整流器的有效状态类似。在该模态中，有两个二极管 和一个开关管处于通态，交流输入侧为 Z 源网络和负CiLC UdcLsC21iaaibbRL ic cL2N(d) 对应于 FL1D1D3D5PC1iLLsC2iaaibC UdcRLb iccD4D6D2L2N(e) 对应于 B, E, G, J图 5 采用简化分段调制法的 Z 源充电器工作模态Fig.5

17、 Operation modes of Z source charger with simplified-segmented modulation541iba icD4S6ib icD4S6S1S 3S5S4S6S2uuuS7S1226666D12312312343444343444456555655655状态ABCDEFGHIK中国电工技术学会电力电子学会第十四届学术年会3.1电流内环的设计当不考虑电流调节器时，电流内环的开环传递函 数为8 1 1 2IL - Ii TiS + 11 + TiS 1 - 2D03直流侧双闭环控制Z 源充电器的直流侧采用电压电流双闭环控制后 的系统整体结构框图

18、如图 6 所示。L1S1S3S5LsUaiaC1C2Ra (2UC - UC0)C 1 - D0 C0UbibicUC1RC0 -+(1 - D0)(2IL - Ii)1 - 2D0RCS + 1UC0bUc。(5)c 1 - D0 S4S6S22PWM1PWM7电流的采样延迟时间一般约为一个开关周期，而Z 源 充电器 的开 关周 期很小 ，可 以满足 ：UC0采样电路iLD0 1 - D0 1 - 2D0频小惯性环节作近似处理：P2图 6 Z 源充电器整体控制系统结构Architecture of Z-source chargers control systemFig.62IL - IiWc

19、(s) 其交流侧采用含 PI 调节器的电压电流双闭环控制系统；直流侧引入了电感电流内环，与输出滤波电 容电压外环一起构成了电压电流双闭环控制系统。电 压外环以直流侧输出滤波电容电压作为反馈，与输出 给定电压相减，然后经过电压调节器作为电压外环的 输出；以电压外环的输出作为电流内环的给定值，采 集电感电流作为电流内环的反馈值，两者的差值经过1 - 2D0(2UC - UC0)C1 - D0RC0 -+RCS + 1(1 - D0)(2IL - Ii)1 - 2D0。(6) 1 - D0 RC0 + 2() RCS (1 + TiS )21 - 2D0可以看出，只要电容参数合理， Wc(s) 便不

20、会出现右半平面零点，因此电流内环只需采用比例调节器， 既能满足电流内环的动态性能要求，又简化了控制器 的设计。为了便于对电流内环传递函数的分析，定义三个电流内环调节器后得到直通占空比D0；D0 与交流侧PWM 整流控制系统得到的 SVPWM 调制时间共同作用，形成桥臂和直流侧开关器件的开关驱动信号。其 中电压外环采用比例积分调节器，电流内环采用比例 调节器。直流侧电压电流双闭环控制方框图如图 7 所示。 其中 WASR(s ) 和 WACR(s ) 分别为电压调节器和电流 调节器；Tu 和 Ti 分别为电压采样延迟时间和电流采样 延迟时间；GId(s) 为小信号建模得到的控制电感电 流的传递函

21、数，如式(3)，GuI(s) 为小信号建模得到的电感电流输出电压的传递函数，如式(4)8。GId(s) = (2IL - Ii) 2IL - Ii 1 - 2D0 1 - D0 2中间量： k1 =， k 2 = RC0 + 2() RC ，1 - 2D0(2UC - UC0)C1 - D0k 3 = RC0 -+RC 。(1 - D0)(2IL - Ii)1 - 2D0将 k1, k 2, k 3 带入式(6)后，电流环的开环传递函数可以写成：k1(k 3S + 1)。Wc(s) =(7)k 2 S (1 + TiS )采用比例调节器后，电流内环的闭环传递函数为(2UC - UC 0)(1

22、- 2D0)RC0 -C + RC(1 - D0)S + (1 - 2D0) (k3S+ 1) kIP (k3S+ 1) (2IL - Ii)Wcl(s) = k1 / 1 + k1 =。k 2S (TiS + 1) k 2S (TiS + 1) (1 - 2D0)2RC0 + 2R(1 - D0) CS + (1 - 2D0)22(3) k1k3kIPS + k1kIP 。(8)k 2TiS + (k 2 + k1k 3kIP)S + k1kIP22(1 - D0)R(1 - 2D0)2GuI(s) =。(1 - 2D0)2RC0 + 2R(1 - D0) CS + (1 - 2D0)22其

23、中 kIP 为电流调节器的比例系数。当 kIP 足够大时，可以保证 k1k 3kIP ? k 2 ，同时忽 略传递函数中的高次项，此时电流内环闭环传递函数可以简化如下：(4)uC0 u *+-k1k 3kIPS + k1kIPWcl(s) 1。(9)图 7 直流侧双闭环控制结构方框图Fig.7 Double closed-loops control block diagram of DC side(k 2 + k1k 3kIP)S + k1kIP由此可以看出，经过比例调节的电流内环可以简542+ W (s)G (s) iL-ACRIdGuI(s)11+TiSWASR(s)i * L11+TuS

24、PI交流侧控制系统SVPWM中国电工技术学会电力电子学会第十四届学术年会化为一个单位跟随函数，同时这也使电压外环的设计更加简便。3.2电压外环的设计考虑(9)后，电压外环的控制框图如图 8 所示。图 9 为 Z 源网络输出电压在不同控制策略下的仿真波形对比图。通过对比可知，直流侧采用双闭环控 制时，系统输出电压纹波较小，电压稳定性明显增强； 同时，二者共同验证了 Z 源网络的降压变换功能。为了进一步验证直流侧双闭环控制系统的优越 性，设计了一台 2kW 的 Z 源充电器样机，对其进行 实验并分析了实验结果，样机的系统参数与仿真参数 相同。图 10 为 Z 源充电器稳定运行时直流侧输出电 压在不

25、同控制策略下的实验波形。由波形可以知道： 在实现了降压变换的基础上，当直流侧采用双闭环控 制的系统时，其输出电压更稳定，纹波也更小。uC0*+uC0 WASR(s)-图 8 电压外环的控制框图Fig.8 Control block diagram of outer voltage loop不考虑电压调节器，电压外环的开环传递函数为1Wu(s) = GuI(s) =TuS + 15结论本文分析了目前被广泛采用的两种直通零矢量调 制方法简单调制法和分段调制法，分别指出了各 自存在的问题，并提出了一种新的调制方法简化 分段法，分析了该调制方法下系统的工作模态。该方 法综合了前述两种方法的优点，有效降

26、低了对开关管 的开关频率要求。针对 Z 源充电器的直流侧，本文设计了电压电流 双闭环控制系统，并给出了 PI 调节器参数的计算方 法。直流侧双闭环结构虽然增加了控制的难度，但是 输出电压的稳定性更好，纹波也更小，适用于性能要 求高的场合。仿真和实验结果验证了所提出的控制方 法的正确性。 2(1 - D0) R 1 。(10) 1 - D0 1 + TuS RC0 + 2() RCS + 121 - 2D0对于电压采样延迟时间，一般满足 Tu = 10Ts ，因此当开关频率足够高时，同样可以满足 1 - D0 RC0 + 2() RC ? Tu 。2(11)1 - 2D0所以电压外环的开环传递函

27、数可以简化为2(1 - D0)R。Wu(s) (12) 1 - D0 RC0 + 2() RCS (1 + TuS )21 - 2D0为了提高输出电压的抗扰性，电压外环按典型型系统设计，调节器采用 PI 调节器，即kUPS + kUIWASR(s) =。(13)S3503501kUP1300300令t 1 = hTu ，其中 h 为中频宽。kUI按工程设计方法可以得到25025022200200150150 h + 1 = 2kUI (1 - D0 ) R 。(14)100100 1 - D0 1 - 2D02h2Tu 2RC0 + 2() RC2050100150t/ms2002503000

28、50100150t/ms200250300(a) 直流侧单闭环控制(b) 直流侧双闭环控制则图 9 输出电压仿真波形Simulation waveforms of Capacitor voltage and output voltage 1 - D0 (h + 1)C0 + 2() C2Fig.9 1 - 2D0 ，kUP =4hTu (1 - D0)(15) 1 - D0 20(h + 1)C0 + 2() C300 1 - 2D0 。0200kUI =4h Tu (1 - D0)2 201000-10004系统仿真和实验分析利用 MATLAB(Simulink)软件对 Z 源充电器模型 进

29、行仿真。设定输入相电压有效值 100V；直流侧输出 电压为 200V；额定功率 2KW；桥臂开关频率 5kHz。 直通零矢量采用简化分段调制法，直流侧控制系统分 别采用电压单闭环和电压电流双闭环结构。-2000-300001020304050t/ms0102030405(a) 直流侧单闭环控制(b) 直流侧双闭环控制图 10 电容电压和输出电压实验波形Fig.10 Experimental waveforms of Capacitor voltage and output voltage543u/Vu/VUc/V11+TuS中国电工技术学会电力电子学会第十四届学术年会参考文献：Karunakar K, Vilathgamuwa D M. Dynamic analysis of three phase Z-source boost-buck rectifierC. IEEE Proceedings of Power and Energy Conference, 2008: 198-202.崔彬，钱照明，丁新平，等.Z 源逆变器的电压电流双闭环控制J.电力电子技术，2007，41(9): 1-3.CUI Bin, QIAN Zhaoming, DING Xinping, et al. A voltage-current close loop control algorithm f