PWM变换器中输出变压器偏磁的抑制

1、PWM变换器中输出变压器偏磁的抑制PWM变换器中输出变压器偏磁的抑制 类别：电源技术  摘要：分析了 PWM开关型变换器中，变压器直 流偏磁问题产生的原因。给出了一种解决直流偏磁较为实用的拓扑电路，并分 析了它的工作原理。该电路的有效性在 20kHz/2kW的全桥逆变电源中得到了验 证。  关键词：变换器；偏磁；脉宽调制 0 引言  在 PWM开关型变换器中，或多或少都存在着变压器直流偏磁问题，只是在不同的场合严重程度不同而已。偏磁的后果是十分严重的，轻则会 使变压器和功率半导体模块的功耗增加，温升加剧，严重时还会损坏功率模 块，使其不能正常工作。 PWM控制的

2、全桥逆变电源，经常会因各种不可预见的 因素，使其两桥端输出电压脉冲列在基波周期内正负伏秒值不相等，从而导致 输出变压器中存在直流分量，引起单向偏磁现象，严重威胁到系统的正常运 行。为了防止或减少变压器中的直流分量，以逆变桥各桥臂中点电压作为反馈 来抑制直流偏磁。本文采用了一种较为简单的电路拓扑来实现，经在20kHz/2kW的全桥逆变电源中应用，证明该电路有效、实用。 1高频变压器偏磁机理 根据电磁感应定律，为分析方便，不妨设绕组电阻、漏感、变压器分布电容等都为零。这样，加到变压器初级绕组的电压 式中： B为铁心的磁 N1为初级绕组匝  为变压器主磁&nb

3、sp式中： Bru1 和绕组感应电势相平衡。因此有 感应强度； S为铁心截面积；数； KT为铁心面积的有效系数；通。 由式( 1)可得磁感应强度为 t=0 时铁心中的磁感应强度。  为分析方便将式( 2)写为增量形式，并考虑到在 PWM逆变器中， u1 为幅值恒定的脉冲量，因而磁感应强度增 量变为  从而磁感应强度增量 B(t) 成为时间的线性函数。对于全桥 PWM型逆变电路，正常情况下，变压器正、反方向的方 波“伏秒”面积相等，铁心的磁感应强度与方波脉宽成正比，变化如图 1(a) 所示，且磁化曲线对原点对称。当变压器原边含有直流成分时，PWM型变换电路

4、的正、反方向的方波“伏秒”面积不再相等，磁通将向某一方向逐渐增 加，磁化曲线不再对原点对称 , 最终导致变压器铁心磁感应强度饱和，变化如图 1(b) 所示。由于变压器的原边等效阻抗对直流分量只呈现电阻特性，且原边绕 组内阻很小，因此，很小的直流分量就会在绕组中形成很大的直流激磁磁势， 该直流磁势与交流磁势一起作用于变压器原边，造成变压器铁心的工作磁化曲 线发生偏移，出现关于原点不对称，即所谓的变压器偏磁现象。当偏磁严重 时，铁心将进入单向饱和，这时铁心磁导率将急剧下降，原边等效电感迅速减 少，激磁电流迅速增大，导致变压器过热，最终导致器件毁坏。 造成“伏秒”面积不等的具体原因异；&nb

5、sp2）功率半导体器件 （IGBT） 通态压降的差异； 3）各种信号传输延迟的不同；  4）电路设计不当，工艺欠妥。  目前，在各种形式的全桥 PWM变换器中，都存在着不同程度的偏磁问题，为此在很多文献中提到了各种解决方法。一般多采用 在变压器原边串联电容，利用电容特有的隔直特性将原边中的直流分量滤除。 这种方法虽然简单但有一定的局限性，因为，所有的原边电流都要流过隔直电 容，使电容的工况相当严重，电容的可靠性及寿命将严重地制约变换器的可靠 性。  2 一种抑制偏磁的简单电路拓扑及其工作原理   如图 2 所示，在 PWM全桥逆变电源输出端，采用通过霍尔

6、电压传感器 （HL） 隔离 的差动高阻积分电路，通过此电路可直接地实时检测桥端输出电压脉冲列 uAB 的直流分量，图 2 中积分环节输出电压 um波形如图 3 中所示，为标准的三角波 （暂不考虑死区）。其上升时间即为 ugs1 的脉宽（亦即 S1及 S2的开通时 间），并且以固定的 du/dt 上升。其下降时间为 ugs2 的脉宽（即 S3及 S3的开 通时间）。控制电路补偿过程如下：以 ugs1 为参考脉冲方波 （ 固定的脉宽及占 空比 D，且 50D40） ，控制 S1及 S2的通断；而以 ugs2 为可调脉冲方波去 控制 S3及 S4。在一个基波周期内， C1充电时间和充电速度固定，其充

7、电量亦 确定，此充电量确定了放电过程的时间，亦即 ugs2 的占空比。由此可见， S3 及 S4的开通时间由 S1及 S2的开通时间决定，其结果是消除了高频变压器中的 直流分量。假设某种原因导致 ugs1 的 D变大，则 S1及 S2管的导通时间变长， C1中充电量增大，其放电时间相应变长，从而使 ugs2 的占空比增大， S3及 S4 的开通时间也增大，从而达到了消除直流分量的目的。反之亦 然。  在设计中需要注意以下事 项。 1）霍尔电压传感器 （1）对于电压测量，原边电流与被测电压之比一定要通过一个外部电阻 Ri 来确定，并串联在传感器原边 电路，为使传感器达到最

8、佳精度，应尽量精确选择 Ri 的大小，使输入电流为 10mA为佳。 （2）考虑到初级线圈内阻 （ 与 Ri 相比，为保持温差尽可能低 ）和隔离，此传感器适用于测量 10500V电压。 Ri 的功率为所测试电 压乘以 0.01 后的 4 倍以上，以确保测量电阻的稳定性。 2）控制电路部分 （ 1）积分电容器 C1应选用泄漏电阻大的电容器来减少积分误差。 C2应满足可以滤除基波及基波以上的交流分量。   （2）在应用中应该注意，比较电平是不可能为零的（由于器件性能的影响，三 角波不可能降为零），为了使比较器可靠性高，应使比较电平略大于三角波的 最小值。由于上述原因，

9、造成的脉宽 ugs1 比 ugs2 的稍窄，可通过调节彼此的 死区时间来给予一定程度的补偿。 （3）ugs2 的死区时间通过R6、R7、C3及一对二极管组成充放电回路和比较放大器产生， ugs1 的死区时间 通过 R10、 R11、 C4及一对二极管组成充放电回路和比较放大器产生。通过适当 调节比较放大器的比较电平补偿 ugs2 损失的部分占空比。 3 实验结果 本文所提出的控制电路应用在 20kHz/2kW的全桥逆变电源中，经实验测试输出变压器未出现偏磁现象，达到了最初的设计要求。图 4 为 最终的控制脉冲 ugs1 和 ugs2 的实验波形。 4 结语&nbs