SI高速电路设计

1、SI高速电路设计：EMI抑制4.3 EMI的控制我们知道，造成设备性能降低或失效的电磁十扰必须同时具备三个要素，首先是有一个电磁场所，其次是有十扰源和被十扰源，最后就是具 备一条电磁十扰的耦合通路，以便把能量从十扰源传递到受十扰源。因此，为解决设备的电磁兼容性，必须围绕这三点来分析。一般情况下，对于 EMI的控制， 我们主要采用三种措施：屏蔽、滤波、接地。这三种方法虽然有着独立的作用， 但是相互之间是有关联的，良好的接地可以降低设备对屏蔽和滤波的要求， 而良 好的屏蔽也可以使滤波器的要求低一些。下面，我们来分别介绍屏蔽、滤波和接 地。屏蔽能够有效的抑制通过空间传播的电磁十扰。采用屏蔽的目的有两

2、个，一个是限制内部的辐射电磁能量外泄出控制区域，另一个就是防止外来的辐射电磁能量入内部控制区。按照屏蔽的机理，我们可以将屏蔽分为电场屏蔽、 磁场屏 蔽、和电磁场屏蔽。4.3.1.1 电场屏蔽 一般情况下，电场感应可以看成是分布 电容间的耦合，图1-4-4是一个电场感应的示意图。图1-4-4 电场感应示意图其中 A为十扰源，B为受感应设备，其中 Ua和Ub之间的关系 为 Ub=C1*Ua/（C1+C2）C1为A、B之间的分布电容；C2为受感应设备的 对地电容。根据示意图和等式，为了减弱 B上面的地磁感应，使用的方法有EMI控制技术现有的系统级EMI控制技术包括：1. 将电路封闭在一个FARADA

3、Y法拉第）盒中（注意包含电路的机械封装应 该密封）来实现EMI屏蔽；2. 在电路板或者系统的I/O端口采取滤波和衰减技术来实现 EMI控制；3. 实现电路的电场和磁场的严格屏蔽，或者在电路板上采取适当的设计技术严格控制PCB走线和电路板层（自屏蔽）的电容和电感，从而改善EMI性能。一般来说，越接近EMI源，实现EMI控制所需的成本就越小。PCB的集 成电路芯片是EMI最主要的能量来源，因此如果能够深入了解集成电路芯片的 内部特征，可以简化PCB和系统级设计中的EMI控制。EMI的来源数字集成电路从逻辑高到逻辑低之间的转换或者从逻辑低到逻辑高之间的转换过程，输出端产生的方波信号频率并不是导致 E

4、MI的唯一频率成分。 该方波中包含频率范围宽广的正弦谐波分量，这些正弦谐波分量构成工程帅所关 心的EMI频率成分。最高的EMI频率也称为EMI发射带宽，它是信号上升时间 而不是信号频率的函数。计算 EMI发射带宽的公式为：F=0.35/Tr，其中：F是频率，单位是GHz; Tr是单位为ns （纳秒）的信号上 升时间或者下降时间。从上述公式不难看出，如果电路的开关频率为50MH乙而采用的集成电路芯片的 上升时间是1ns，那么该电路的最高EMI发射频率将达到350MHz ,远远大 于该电路的开关频率。而如果IC的上升时间为500ps，那么该电路的最高EMI 发射频率将高达700 MHz众所周知，电

5、路中的每一个电压值都对应一定的电流， 同样每一个电流都存在对应的电压。 当IC的输出在逻辑高到逻辑低或者逻辑低 到逻辑高之间变换时，这些信号电压和信号电流就会产生电场和磁场，而这些电场和磁场的最高频率就发射带宽。电场和磁场的强度以及对外辐射的K分比，不 仅是信号上升时间的函数，同时也取决于对信号源到负载点之间信号信道上电容 和电感的控制的好坏，在此，信号源位于PCB板的IC内部，而负载位于其它的IC内部，这些IC 可能在PCB上，也可能不在该PCB上。为了有效地控制 EMI,不仅需要关注IC芯片自身的电容和电感，同样需要重视PCB上存在的电 容和电感。当信号电压与信号回路之间的耦合不紧密时，电

6、路的电容就会减小，因 而对电场的抑制作用就会减弱，从而是 EMI增大；电路中的电流也存在同样的 情况，如果电流同返回路径之间耦合不佳， 势必加大回路上的电感，从而增强了 磁场，最终导致EMI增加。换句话说，对电场控制不佳通常也会导致磁场抑制 不佳。用来控制电路板中电磁场的措施与用来抑制IC封装中电磁场的措施大体相似。正如同PCB设计的情况,IC封装设计将极大地影响EMI。电路中相当一部分电磁辐射是由电源总线中的电压瞬变再成的。当IC的输出级发生跳变并驱动相连的 PCB线为逻辑“高”时，IC芯片将从电源中吸 纳电流，提供输出级所需的能量。对于IC不断转换所产生的超高频电流而言， 电源总线始于PC

7、B上的去耦网络，止于IC的输出级。如果输出级的信号上升时 间为1.0ns，那么IC要在1.0ns这么短的时间内从电源上吸纳足够的电流来 驱动PCB上的传输线。电源总线上电压的瞬变取决于电源总线路径上的电感、 吸纳的电流以及电流的传输时间。电压的瞬变由下面的公式多定义： V=Ldi/dt ,其中：L是电流传输路径上电感的值；di表示信号上升时间间隔内 电流的变化；dt表示电流的传输时间（信号的上升时间）。 由于IC管脚以及内部电路都是电源总线的一部分， 而且吸纳电流和输出信号的 上升时间也在一定程度上取决于IC的工艺技术，依次选择合适的IC就可以在 很大程度上控制上述公式中提到的所有三个要素。I

8、C封装在电磁十扰控制的作用IC封装通常包括：硅基芯片、一个小型的内部PCB以及焊盘。硅基芯片安装在小型的PCB上，通过绑定线实现硅基芯片与焊盘之间的连接，在某些 封装中也可以实现直接连接。小型PCB实现硅基芯片上的信号和电源与IC封装上的对应管脚之间 的连接，这样就实现了硅基芯片上信号和电源节点的对外延伸。贯穿该IC的电源和信号的传输路径包括：硅基芯片、与小型BCB之间的联机、PCB走线以及IC 封装的输入和输出管脚。对电容和电感（对应于电场和磁场）控制的好坏在很大 程度上取决于整个传输路径设计的好坏。 某些设计特征将直接影响整个IC芯片 封装的电容和电感。首先看硅基芯片与内部小电路板之间的连

9、接方式。许多的IC芯片都米用绑定线来实现硅基芯片内部小电路板之间的连接，这是一种在硅基芯片与内部小电路板之间的极细的飞线。这种技术之所以应用广泛是因为硅基芯片和内部小 电路板的热胀系数（CTE）相近。芯片本身是一种硅基器件，其热胀系数与典型的 PCB材料（如环氧树脂）的热胀系数有很大的差别。如果硅基芯片的电气连接点直 接安装在内部小PCB上的话，那么在一段相对较短的时间之后，IC封装内部温 度的变化导致热胀冷缩，这种方式的连接就会因为断裂而失效。 绑定线是一种适 应这种特殊环境的引线方式，它可以承受大量的弯曲变形而不容易断裂。采用绑定线的问题在于，每一个信号或者电源线的电流环路面积的增加 将导

10、致电感值升高。获得较低电感值的优良设计就是实现硅基芯片与内部PCB之间的直接连接，也就是说硅基芯片的连接点直接粘接在 PCB勺焊盘上。这就要 求选择使用一种特殊的PCEK基材料，这种材料应该具有极低的CTE。而选择这 种材料将导致IC芯片整体成本的增加，因而采用这种工艺技术的芯片并不常 见，但是只要这种将硅基芯片与载体 PCB直接连接的IC存在并且在设计方案 中可行，那么采用这样的IC器件就是较好的选择。一般来说，在IC封装设计中，降低电感并且增大信号与对应回路之间 或者电源与地之间电容是选择集成电路芯片过程的首选考虑。举例来说，小间距的表面贴装与大间距的表面贴装工艺相比，应该优先考虑选择采用

11、小间距的表面 贴装工艺封装的IC芯片，而这两种类型的表面贴装工艺封装的IC芯片都优于 过孔引线类型的封装。BGA封装的IC芯片同任何常用的封装类型相比具有最低 的引线电感。从电容和电感控制的角度来看，小型的封装和更细的间距通常总是 代表性能的提高。引线结构设计的一个重要特征是管脚的分配。由于电感和电容值的大小 都取决于信号或者是电源与返回路径之间的接近程度，因此要考虑足够多的返回路径。电源和地管脚应该成对分配，每一个电源管脚都应该有对应的地管脚相 邻分布，而且在这种引线结构中应该分配多个电源和地管脚对。这两方面的特征 都将极大地降低电源和地之间的环路电感，有助于减少电源总线上的电压瞬变， 从而

12、降低EMI o由于习惯上的原因，现在市场上的许多IC芯片并没有完全遵循 上述设计规则，然而IC设计和生产厂商都深刻理解这种设计方法的优点，因而在新的IC芯片设计和发布时IC厂商更关注电源的连接。理想情况下，要为每一个信号管脚都分配一个相邻的信号返回管脚（如地管脚）。实际情况并非如此，即使思想最前卫的IC厂商也没有如此分配IC芯 片的管脚，而是采用其它折衷方法。在 BGA封装中，一种行之有效的设计方法 是在每组八个信号管脚的中心设置一个信号的返回管脚，在这种管脚排列方式 下，每一个信号与信号返回路径之间仅相差一个管脚的距离。而对于四方扁平封装（QFP）或者其它鸥翼（gull wing）型封装形式

13、的IC来说，在信号组的中心放置 一个信号的返回路径是不现实的，即便这样也必须保证每隔4到6个管脚就放 置一个信号返回管脚。需要注意的是，不同的IC工艺技术可能采用不同的信号 返回电压。有的IC使用地管脚（如TTL器件）作为信号的返回路径，而有的IC 则使用电源管脚（如绝大多数的ECL器件）作为信号的返回路径，也有的IC同时 使用电源和地管脚（比如大多数的CMO潞件）作为信号的返回路径。因此设计工 程帅必须熟悉设计中使用的IC芯片逻辑系列，了解它们的相关工作情况。IC芯片中电源和地管脚的合理分布不仅能够降低 EMI,而且可以极大地改善地弹反射(ground bounce)效果。当驱动传输线的器件

14、试图将传输线下拉到 逻辑低时，地弹反射却仍然维持该传输线在逻辑低阈值电平之上，地弹反射可能导致电路的失效或者故障。IC封装中另一个需要关注的重要问题是芯片内部的PCB设计，内部PCB通常也是IC封装中最大的组成部分，在内部 PCB设计时如果能够实现电 容和电感的严格控制，将极大地改善设计系统的整体EMI性能。如果这是一个两层的PCB板，至少要求PCB板的一面为连续的地平面层，PCB板的另一层是 电源和信号的布线层。更理想的情况是四层的PCB板，中间的两层分别是电源和地平面层，外面的两层作为信号的布线层。由于 IC封装内部的PCB通常都 非常薄，四层板结构的设计将引出两个高电容、低电感的布线层，

15、它特别适合于电源分配以及需要严格控制的进出该封装的输入输出信号。低阻抗的平面层可以极大地降低电源总线上的电压瞬变，从而极大地改善EMI性能。这种受控的信号线不仅有利于降低EMI,同样对于确保进出IC的信号的完整性也起到重要的 作用。其它相关的IC工艺技术问题集成电路芯片偏置和驱动的电源电压 Vcc是选择IC时要注意的重要问 题。从IC电源管脚吸纳的电流主要取决于该电压值以及该IC芯片输出级驱动的传输线(PCB线和地返回路径)阻抗。5V电源电压的IC芯片驱动50?传输线 时，吸纳的电流为100m 3.3V电源电压的IC芯片驱动同样的50?传输线时， 吸纳电流将减小到66m 1.8V电源电压的IC

16、芯片驱动同样的50?传输线时， 吸纳电流将减小到36mA由此可见，在公式 V=Ldi/dt 中，驱动电流从100mA 减少到36mA可以有效地降低电压的瞬变 V,因而也就降低了 EMI。低压差分信 号器件(LVDS)的信号电压摆幅仅有几白毫伏，可以想象这样的器件技术对EMI的改善将非常明显。电源系统的去耦也是一个值得特别关注的问题。IC输出级通过IC的电 源管脚吸纳的电流都是由电路板上的去耦网络提供的。降低电源总线上电压下降的一种可行的办法是缩短去耦电容到IC输出级之间的分布路径。这样将降低 “Ldi/dt ”表达式中的“ L”项。由于IC器件的上升时间越来越快，在设计 PCB板时唯一可以实施

17、的办法是尽可能地缩短去耦 电容到IC输出级之间的分布路径。一种最直接的解决方法是将所有的电源去耦 都放在IC内部。最理想的情况是直接放在硅基芯片上，并紧邻被驱动的输出级。 对于IC厂商来说，这不仅昂贵而且很难实现。然而如果将去耦电容直接放在IC 封装内的PCB板上，并且直接连接到硅基芯片的管脚，这样的设计成本增加得 最少，对EMI控制和提高信号完整性的贡献最大。目前仅有少数高端微处理器 采用了这种技术，但是IC厂商们对这项技术的兴趣正与日俱增， 可以预见这样 的设计技术必将在未来大规模、高功耗的 IC设计中普遍应用。在IC封装内部设计的电容通常数值都很小(小于几白皮法),所以系统设 计工程师仍

18、然需要在PCB板上安装数值在0.001uF到0.1uF之间的去耦电 容，然而IC封装内部的小电容可以抑制输出波形中的高频成分，这些高频成分是EMI的最主要来源。传输线终端匹配也是影响EMI的重要问题。通过实现网络线的终端匹配 可以降低或者消除信号反射。信号反射也是影响信号完整性的一个重要因素。从减小EMI的角度来看，申行终端匹配效果最明显，因为这种方式的终端匹配将入射波(在传输在线传播的原始波形)降低到了 Vcc的一半，因而减小了驱动传 输线所需的瞬时吸纳电流。这种技术通过减少“ Ldi/dt ”中的“ di”项来达到降 低EMI的目的。某些IC厂商将终端匹配电阻放在IC封装内部，这样除了能够

19、降低EMI 和提高信号完整性，还减少了 PCB板上的电阻数目。检查IC芯片是否采用了 这样的技术可以更加活楚IC的输出阻抗。当IC的输出阻抗同传输线的阻抗匹 配时，就可以认为这样的传输线实现了 “申 联终端匹配”。值得注意的是申联终端匹配的IC采用了信号转换的反射模型。而在实际应用中如果沿传输线方向分布有多个负载，并且有非常严格的时序要 求，这时申联终端匹配就可能不起作用。最后，某些IC芯片输出信号的斜率也受到控制。对大多数的TTL和CMOSS件来说，当它们的输出级信号发生切换时，输出晶体管完全导通，这样 就会产生很大的瞬间电流来驱动传输线。电源总线上如此大的浪涌电流势必产生非常大的电压瞬变(

20、V=Ldi/dt)。而许多ECL MECL和PECL器件通过在输出晶 体管线性区的高低电平之间的转换来驱动输出级，通常称之为非饱和逻辑，其结 果是输出波形的波峰和波谷会被削平,因而减小了高频谐波分量的幅度。 这种技术通过提升表达式“ Ldi/dt ”中的信号上升时间“ dt”项来减小EMI。正确的布局和组件选择是控制 EMI的关键一、电压调节器INPUTFEf二土CSH-L GttD C5L 图L图中所示的阵压型开美谒节器采用外接的开关管(HL)和同步整流器(H2)最为普通的功率转换器就是电压调节器， 主要包含：开关型、并联型和 线性调节器。线性和并联型调节器的适用范围很有限，其输出电压必须保

21、持低丁 输入电压。另外，大多数开关调节器的效率也优丁对应的线性或并联型调节器。 不过，线性/并联型调节器的低噪声和简单性使它们相对丁开关调节器更有吸引 力。最简单的电压调节器是并联型调节器， 它通过调节流过电阻的电流，使 输入电压下降到一个稳定的输出电平。齐纳二极管具有类似功能，但齐纳管中的 功率消耗过大，且负载调整能力很差。有些并联调节器允许利用分压网络设定稳 定电压，但通常是作为一个功能模块出现在更为复杂的调节器或电源中。 一般来讲，并联调节器适合于负载电流变化不 大的低功耗系统。然而，这种狭窄的应用范围可以通过增加一个有源调整组件（通 常是一个双极晶体管）而得以扩展，此时的并联调节器就转

22、变为线性调节器。线性调节器的输入电流接近于输出电流， 它的效率（输出功率除以输入 功率）接近于输出/输入电压比。因此，压差是一个非常重要的性能，因为更低 的压差意味着更高的效率。低压差线性稳压器（LDO可作为一道屏障来隔离开 关调节器产生的噪声，在此用途中，LDO调节器的低压差特性有利于改善电路的 总体效率。如果线性或并联型调节器的性能不能满足应用要求，那么设计者就必 须转而考虑开关型调节器。开关调节器或电源所产生的噪声以传导或辐射的形式 出现，传导型噪声表现为电压或电流形式, 它们还可进一步分类为共模或差模传 播方式。更为复杂的是，连接在线有限的阻抗会将电压 /电流传播转换为电流/ 电压传播

23、，另外差模/共模传播也会产生出共模/差模传播噪声。通过降低上述一种或多种传播类型的噪声可以使电路得到优化，传导型噪声对于固定安装系统的影响往往比对便携式系统更为严重。因为便携式设备依靠电池工 作，它的负载和能源没有传播传导型噪声的外部连接。从一般意义上讲，各种开 关调节器都是利用有源组件（晶体管和二极管）在储能组件（电感器和电容器） 之间往复传送电流，最终实现源端电压/电流到负载端电压/电流的转换。为方便 描述，考虑一个采用MAX1653 DC-DC转换控制器构成的典型同步整流、降压型 转换器（图1 ）。降低传导型噪声的一种最直接的方法是：在输入端连接低阻抗旁路电 容。另外一种方式较为灵巧，更

24、节省成本和线路板空间，即：在电源和转换器之 间增加电感器，确保必要的直流电流能够不受阻碍地通过， 但应确保转换器在最 高至环路的转折频率都有一个比较低的输入阻抗（大多数DC-DC开关转换器的环路转折点位于10kHz到100kHz问）。否则的话，输入电压的波动会导致输 出电压不稳定。输出电容（COUT上的纹波电流要比CIN上的低得多，不但幅度较低， 并且（不同于输入电容）电流是连续的，因此也就具有比较少的谐波成分。通常， 每匝线圈都被一层绝缘物质覆盖， 这就在各匝线圈之间形成了一个小的电容。 这 些杂散电容申联迭加后形成一个和电感相并联的小等效电容，它提供了一条将冲击电流传导至COUT和负载的通

25、路。这样，开关节点处（LX）电压波形的不连续跳变沿就会向 COUT和负载传送 高频电流，结果常常是在输出电压上形成毛刺，能量分布于 20MHz至50MHz范 围。这种类型转换器的负载常常是对于传导噪声敏感的微电子电路，不过幸 运的是，转换器的传导噪声在输出端比起输入端来更容易控制。和输入端一样， 输出传导噪声也可以利用低阻抗旁路或第二级滤波来加以控制。需要注意的是， 第二级（后端）滤波器的使用应当谨慎。输出电压是控制环路中的一个控制变量，输出滤波器给环路增益附加了延时或相 移（或两者），有可能使电路不稳定。如果一个高Q值LC后端滤波器被置于回馈点之后，电感器的电阻将会降低负载调整特性， 并且瞬

26、态负载电流会引起输 出振荡。降压转换器中的上述问题 同样存在于其它类型的开关转换器中。二、共模噪声按照定义，共模传导噪声在输入或输出端的两条连接在线相位相同。一般来讲，它仅对那些和大地有连接通路的固定系统造成影响。在一个带有共模滤波器的典型离线式电源中（图2）,共模噪声的主要产生源是 MOSFET MOSFET! 常是电路中的主要耗能组件，很多情况下需要配散热器。®2.在这个典型的离钱式电源中，共横滤波器可降低输入和输出两制的噪声TO-220器件的散热片连接丁 MOSFETS极，而大多数情况下，散热器会向大地传导电流。由丁 MOSFET与散热器电气隔离，它和大地之间具有一定的 分布电

27、容。随着它的打开和关断，迅速变化的漏极电压会通过分布电容（ CP1 向大地发送电流。由丁交流电线和大地之间的低阻抗， 这种共模电流会通过交流 输入流入大地。变压器也会通过分布丁隔离的初、次级绕组问的电容（CP2ACP2B 传导高频电流。这样，噪声会同时传向输出端和输入端。图2中，共模传导噪声被安置在噪声源（电源）和输入或输出之间的共模滤波器抑制。共模扼流圈 （CML1 CML2通常是在单一磁芯上按图中所示极性绕制而成。负载电流和驱动电源的入线电流都是差模电流（电流由一条线流入另一条线流出）。在这种由单 一磁芯绕制的共模扼流圈中，差模电流产生的磁场互相抵消，因此可以使用较小 的磁芯，因为其中的储

28、能很小。许多为离线式电源设计的共模扼流圈采用空间上 分离的线圈绕成。这种结构增加了一定的差模电感，这有助丁降低传导型差模噪 声。由丁磁芯同时穿过两组线圈，所以由差模电流和差模电感产生的磁场主要存 在丁空气中而非磁芯中，这会导致电磁辐射。产生丁电源所带负载的共模噪声会 经由变压器中的分布电容（CP2A CP2B ,穿过电源向交流电网传播。在变压器 中增加法拉第屏蔽（初、次级之间的接地层）可以降低这种噪声。三、电场由丁电场存在丁两个具有不同电位的表面或实体之间，因此，只需要用一个接地的防护罩将设备屏蔽起来，就可以相对容易地将设备内部产生的电场噪 声限制在屏蔽罩内部。这种屏蔽措施已被广泛用丁监视器、

29、 示波器、开关电源以 及其它具有大幅度电压摆动的设备。另外一种通行的做法是在线路板上设置接地 层。电场强度正比丁表面之间的电位差，并反比丁它们之间的距离。举例来讲， 电场可存在丁源和附近的接地层之间。 这样，利用多层线路板，在电路或联机与 高电位之间设置一个接地层，就可以对电场起到屏蔽作用。不过，在采用接地层 时还应注意到高压线路中的容性负载。 电容器储能于电场中，这样，当靠近一个 电容器设置接地层时就在导体和地之间形成一个电容。导体上的大 dV/dt信号 会产生大传导电流到地，这样，在控制辐射噪声的同时却增大了传导噪声。如果出现电场散射，来源最有可能位于系统中电位最高的地方。 在电源 和开关调节器中，应该注意开关晶体管和整流器，因为它们通常具有高电位，而 且由于带有散热器，也具有比较大的表面积。表面安装器件同样存在这个问题， 因为它们常常要求大面积线路板覆铜来帮助散热。这种情况下，还应注意大面积散热面和接地层或电源层之间的分布电 容。