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文档简介

1、cr6850c设计指导芯片特征:低成本、极少的外围元件 pwm&pfm&crm (周期复位模式)控制低启动电流(约8(4a).低工作电流(约2ma)电流模式控制欠压锁定(uvlo)内置同步斜坡补偿 pwm频率外部可调轻载工作无咅频噪咅内置前沿消隐在输入90v264v的宽电压下可实现恒定最大输出功率周期电流限制-gate引脚驱动输出高电平钳位16.8v vdd引脚过压保护25.5v sot-23-6l, s0p8 , dip-8 无铅封装应用领域: ac/dc电源适配器电池充电器开放式电源备用开关电源机顶盒开关电源 384x代替兼容:sg6848j&ld7535&

2、ob2262&ob2263 管脚信息:s0p8dip8sot236lgatevddncsentecr6850sncncgate vdd sencr6850th fl flcr6850svw典型应用电路图:r1gnd fb一、芯片工作原理1 .功能概述:cr6853是用于36w以内离线式开关电源ic,其高集成度,低功耗的电流 模pwm控制芯片,该芯片适用于离线式ac-dc反激拓扑的小功率电源模块。 芯片可以通过外接电阻改变工作频率;在轻载和无负载情况下自动进入pfm和 crm,这样可以有效减小电源模块的待机功耗,达到绿色节能的冃的。cr6850c 具有很低的启动电流,因此可以采用一个2m

3、ohm的启动电阻。为了提高系统 的稳定性,防止次谐波振荡,cr6850c内置了同步斜坡补偿电路;而动态峰值 限制电路减小了在宽电压输入(90v264v)时最人输出功率的变化;内置的前沿 消隐电路可以消除开关管每次开启产生的干扰ocr6850c内置了多种保护功能: 过压保护、逐周期峰值电流限制、欠压锁定(可以用它实现短路和过流保护) 以及输出驱动的高电平钳位在16.8v以下。而驱动输出采用的图腾柱和软驱动 有效降低了开关噪声。cr6850c提供sot23-6l, sot-8和dip-8无铅封装。由于cr6850c高度集成,使用外殉元件较少。采用cr6850c可以简化反2.欠压锁定和启动电路:、c

4、r6850c具有如下两种启动方式:1)整流滤波前启动的方式,其启动电路见图121所示;2)整流滤波后启动的方式,其启动电路见图122所示;图121整流前启动图122整流滤波后启动3、系统的启动时间:上面两种启动方式当电源上电开机时通过启动电阻/?加给v”端的屯容g充电,直到vdd端口电压达到芯片的启动电压vth0n(典型值i5.3v)时芯片才被激活并且驱动整个电源系统正常t作。在图132中系统的最大启动延 迟时间满足如下运算关系:其中:dd st: cr6850c的启动电流td on :系统的启动延迟时间rin:为r1与r2电阻值之和由于芯片具有低启动电流的特性并且考虑到空载的系统损耗,/?凶

5、可以収得 较人,具体值可在1.5mq3mq范围内选取,g推荐选用10uf/50vo如果发 生保护,输出关断,导致辅助绕组掉电,。端电压开始下降,当端电压 低于芯片的关闭电圧vdd_°ff (典型值10.2v)时,控制电路关断,芯片消耗电 流变小,进入再次启动。vdl)cr6850cgxd图1.3.1典型启动电路如果需要系统具有更快的启动时间且在系统成木允许的情况下,您可参考图 1.3.2电路屮g可以取得较小(但需要考虑系统的稳定性),r取的取值可以取 得较大,这样既可缩短系统的启动时间同时也可降低系统空载时的待机功耗。4、启动电阻/上最大损耗:p_ (vdc,max - dd )”z

6、)c,maxrinmax»»0n0n其屮,vdc, max是最人输入整流后电压。对于一个通用输入(90vac264vac), vdc,max =374v3742p:rin ,max= 1.5x10-93"w5、正常工作频率cr6850c允许设计者根据系统的使用环境需耍自行调整系统的丁作频率, 其pwm频率为:50k-100k; cr6850c的典型工作频率为67khz,其应用电 路如图1.6, ri的取值决定了系统的工作频率,工作频率的设定可分别由以下公 式计算出来。6700rl(kohm)(滋)ricr6850cgnd图1.6频率设置电路虽然cr6850c推荐系

7、统pwm的工作频率范忤i可为50k100khz,但是芯 片系统性能优化主要是被设计在50khz67khz的应用范用,在应用时请注意。 在pcb layout时应尽可能使ri的接地端靠近芯片的gnd端,以便减少t扰。6. fb输入端cr6850c fb端口各电压阈值相对应的系统t:作状态可通过下图表示。xlglehwlogoov 0.9v 1.2v4.7v>fb图171 fb端电压对应系统工作状态0.9v1.4v为系统在空载或轻载时工作在crm工作模式下的fb端电 压;1.2v4.7v为系统在常态工作模式下的fb端电压;4.7v为系统开环状态 时fb端电压,fb端的短路电流典型值为2.2m

8、a。cr6850c采用传统的电流模式结构设计,其关断时间根据峰值电流调整, 通过与主开关管mosfet源极相连接的电流反馈电阻rsense转化成电压反馈 到cr6850c的sense端來实现控制。在正常工作时,这个峰值电流与fb具 有如卜关系式:f-091.67 x rsrs:与主开关管mosfet源极相连接的电流反馈电阻阻值。注意事项:1) 芯片在设计初始为了降低系统在空载或较轻负载的状态下系统整机的功率损耗,系统正常工作时cr6850c fb端允许的最大的输出电流 2.2ma,最小工作电流/fbmin 0.18ma;即流过光耦接收端集射极的电流ic最 大为2.2ma左右,最小为0.18ma

9、左右。假设光耦的最大传输比ctr=0.8,系 统二次侧(次级)tl431的丄作电流仅由流过光耦发射端二极管的电流if提供, 那么通过ic折算到流过光耦发射端二极管的电流if最人仅为0.74ma,这个 电流将无法满足tl431的最小工作电流(1ma),所以在系统设计时,使用 cr6850c设计的系统必须给次级tl431提供一个常态偏置电阻,使tl431工 作在正常的状态,否则系统的负载调整率或其他性能可能会发生界常,在12v输 出的系统中,考虑空载或轻载时系统的损耗因素,推荐使用的偏置电阻阻值为 lkqo2) .当 f =0.91.4v时系统工作在crm工作模式,如果系统出现可听及 的异音,请先

10、检查芯片t作频率是否工作正常,如果你确认无误,请检查系统缓 冲吸收回路中的电容材质,如果使用的是普通压电陶瓷电容,那么当系统在crm 工作状态时电容由于发生压电效应而产生异咅是很可能的。这时请更换电容的材 质,如myla, pea, mef或cbb等薄膜类电容;考虑成木及电容体积大小 的因索,我们推荐使用myla (缓纶)电容,在保证吸收回路效果的前提下可 以通过调整缓冲吸收回路中的电阻阻值來减少该电容的值有利于缩小屯容体积 及降低系统成本。3)当系统工作在满载的情况下,如果系统出现可听及的异音时,请检查系统 是否工作正常,如果你确认无误,请检查芯片的fb端的电压波形是否较平滑, 如果发现较人

11、的干扰请检查系统的pcb layout是否合理,对于较小的干扰可通 过外加滤波网络进行抑制,如图1.7.2中的 尬 及c®组成的低通滤波器,这里rfb,cfb的収值不宜过大,比如47 ohm, 1000 pf;根据系统的实际情况,rfb可以为0 ohm。rfb,cfb的取值会影响系统的环路稳定,一般cfb的 取值建议要w4700pf。rm图172 fb低通滤波器4)、当系统工作在输出空载,轻载或满载转空载的情况下,如果发现输出端 电压在较大范围内波动时,首先确定电路设计、pcb layout是否正确及环路是 否稳定,如果确定无谋,请再次检查变压器给芯片供电的辅助绕组是否能保证系 统在

12、输出空载或轻载的情况下芯片udd端的电压在10.2v(uvlo典型值)以 上,否则系统可能工作在uvlo临界状态。值得注意的是变压器辅助线圈在设 计时需耍把与udd端相连的整流二极管的管压降以及限流电阻的压降考虑进 去,另外还耍考虑变压器层间耦合系数/强度的关系;耦合较弱时,空载时芯片 udd端电压值较低,容易进入uvlo状态,但是满载状态下udd端电压上升 较少;耦合过强,对提高空载时芯片udd端电压稳定系统有较大的帮助,但满 载状态下udd端电压上升较多,容易让芯片进入ovp状态。考虑到系统满载 瞬间转空载或空载瞬间转满载时由于能量瞬变导致udd端电压下冲误触发 uvlo的原因,在系统允许

13、的输入电压范围内且系统输出为空载时建议芯片 如 端电压要11.5v,特别要注意高端输入电压如264v/50hz时的情况。6.心”*输入端cr6850c采用电流模式pwm控制技术,初级峰值电流通过电流检测电阻 位沁转化为电压反馈到sense端。由于在开关管导通瞬间会有脉冲峰值电流,如 果此时采样屯流值,会导致错误的控制。内置的前沿消隐(leb)电跖 就是为 了防止这种错误的控制。在开关管导通后,经过一段前沿消隐时间(典型300ns) 才去控制电流限制比较器,可以为系统节省一个外部的rc网络。如果由于sense端的电流反馈信号前沿噪声干扰持续时间超过芯片内置的前 沿消隐(leb)时间导致系统性能界

14、常,可以考虑外接r-c网络,但建议r-c的 取值不宜过大,否则可能会引起电流反馈信号的失真过大,导致系统启动或输岀 端短路时mosfe漏源端电压/人过高等常见的系统异常现彖。推荐r-c网络 的取值为:rw680q, cw1000pf。没有特别的需要,不建议外接r-c网络。 正常工作时,pwm占空比由fb端电压调整。7. 内置同步斜坡补偿内置同步斜坡补偿电路增加电流检测电压的斜率,这可以改善系统闭环的稳 定性,防止电压毛刺产生的次谐波振荡振荡,减小输出纹波电压。8. gate端驱动:cr6850c内置的功率mosfet通过一个专用的栅极驱动器控制。当提供 给mosfet驱动能力差时会导致高的开关

15、损耗;驱动能力强,emi特性会变 差。这就需要一个折衷的办法來平衡开关损耗和emi特性,cr6850c内置的图 腾驱动电路设计可以优化驱动能力。这种控制原理可以在系统设计时,容易地获 得低的损耗和良好的emi特性。9. crm工作模式:在轻载或空载时,cr6850c进入crm工作模式,工作频率降低。频率的 变化由取自电压反馈环的反馈电压控制,当反馈电压低于内部门限电压时,振荡 器频率线性减小到最小绿色工作频率,约22khz左右(ri=100kq)。在此振荡 频率工作时,mosfet的开关损耗和磁芯、电感、吸收电路等各部分的损耗均 减小,从而减小了总损耗。在正常工作或重载时,pwm频率增大到最大

16、工作频 率,约67khz左右(ri=100kq),工作频率不受绿色工作模式的影响。10. 保护功能1)逐周期电流限制在每个周期,峰值电流检测电压由比较器的比较点决定。该电流检测电压不 会超过峰值电流限制屯压。保证初级峰值电流不会超过设定屯流值。当电流检测 电压达到峰值屯流限制电压时,输出功率不会增人,从而限制了最人输出功率。2)过压保护当udd电压超过ovp保护点时,说明负载上发生了过压,首先关闭输出 gate,同时内部泄流电路开启。该状态一直保持,直到 % 端口电压降到 u dd_()ff后进入再次启动序列。发生过压保护后,如果udd端口电压超过箝位 电压阀值(典型25.5v)时,内部箝位电

17、路将udd电压箝位在25.5v,以保护 cr6850c不被损坏,如 钳位电路能承受的电流大约为10ma(rms),如果系统 由于其他原因导致udd钳位电路动作后udd端电压仍然持续上升且超过芯 片的耐受能力,那么芯片就可能会被烧毁。3) 、过功率保护(olp):芯片sense端通过监控系统初级流过主开关管的电流信号活动,芯片能检 测到系统过流或过功率的状况。当系统输出发生过功率现象时,如果sense端 的电压uth 0c超过0.75v(典型值)时,gate端输出脉宽将会被限制输出,这时系统处于恒功率输出状态pou = uoti xioii,即如果增加输出负载电流,那么系统输出电压相应会下降,芯

18、片将使系统进入过功率保护(olp)状态,gate会立即 关闭输出,芯片 % 上的端口电压也随z被拉低进入到uvlojdn,然后芯 片重新启动,当故障依然存在时系统将重复上述现象(即打咯现象)。当系统进 入过功率保护状态时,系统损耗的平均功率菲常低。4) 、欠压保护(uvlo):cr6850c都内置有欠压保护电路(uvlo),当udd端电压小于10.2(vmax) 时(考虑温度的彩响建议设计参考值为11.5v),芯片就会进入欠压保护状态,这 时gate停止输出pwmo设计中需要检查交流输入全电压范围内,当输出负载 瞬间由满载转为空载时芯片的vdd端电压是否受影响而误触发uvlo,即udd端电压瞬

19、时低于10.2v(考虑温度的彩响建议设计参考值为11.5v)否则这样很容易造成空载输出电压会不稳跳动的现彖。二、应用指导图2.1所示为采用cr6850c的反激式隔离ac-dc转换器的基木电路原 理图,本部分将以该电路作为参考,来说明变圧器设计、输出滤波器设计、元件 选择和反馈环路设计的方法。dc outj j g jx j & 丄 i图2.1采用cr6850c的反激式隔离ac- - -dc转换器的基本电路原理图1确定系统规格最小ac输入电压:uacmin,单位:伏特。最大ac输入电压:f/acmax,单位:伏特。输入电压频率:九,50hz或者60hzo输出电压:“如,单位:伏特。最大负

20、载电流:/如,单位:安培。输出功率:%,单位:瓦特。电源效率:n,如无数据可供参考,对于低电压输出(低于6v)应用和 高电压输出应用,应分别将几设定为0.7-0.75和0.80.85。计算最大输入功率:,max,单位:瓦特。2. 确定输入整流滤波电容(cin )和直流电压范围(t/伽、%)输入整流电容选择对于ac 90-264v宽范围输入,g”按23uf/watt输岀功率选取;对于ac 230v或者115v倍压整流输入,g”按1 uf/watt输出功率选取。最小直流输入电压(/inin2 x p(nll x(2x九具中,九为输入交流电压频率(50hz/60hz);°为桥式整流大额导通

21、时间,如无数据可供参考,则取3ms; 所有单位分别为伏特、瓦特、赫兹、秒、法拉第。最大直流输入屯压t/nlax3. 相应工作模式和定义电流波形参数kp连续模式.kp<l连续/非连续临界模式心=1a)连续模式电流波形,kpwl非连续模式kp>lb)非连续模式电流波形,kpml图2.2电流波形与工作模式当kpwl,连续模式,如图2.2a;ir其中:ir为初级绕组脉动电流,ip为初级峰值屯流。当1非连续模式,如图2.2b;在连续模式设计中,宽电压输入时,设定kp=oa; 230v单电压或者115v倍压整流输入时,设定kp=q.6o在非连续模式设计中,设定kp = i.4. 确定反射的输出

22、电压u0r和最大占空比£>max o反射电压u0r设定在60v80v。使得ccm模式f,最人占空比不超 过0.5,避免发生次谐波振荡。连续模式时计算pmax:max(u罰-uds) + u°r非连续模式时计算omax:max其屮,设定cr6850c外接功率mosfet漏极和源极c/d5 = 10vo5. 用产品手册选择磁芯材料,确定选择有磁芯材料应该考虑高比,低损耗及高m材料,还要结合成本考量;建议用pc40以上的材质。为了防止出现瞬态饱和效应以低ab设计:ab =(60 80)% x bm ; b =(0.6 0.8)x(b - bj式中:为最大磁通密度摆幅,b,为

23、饱和磁通密度,br为剩磁,bm为最 大磁通密度,一般取在0.20.3范i韦iz内,若bm >0.3t,需增加磁芯的横截面积或 增加初级匝数np,范围之内。如bm <0.2t,就应选择尺寸较小的磁芯或减小初级匝数np值。6. 确定合适的磁芯实际上,磁芯的初始选择肯定是很粗略的,因为变量太多了。选择合适磁芯 的方法之一是查阅制造商提供的磁芯选择指南。如果没有可参考资料,可采用卜 面作为参考。ap = aw x ae =(mm )卩 u " 2x/bxfxjxkl(p xlo4,pt丿=482= 0.2 0.5传递功率:电流密度:绕纽系数:式中,ap单位为mm4,九为窗口面积,

24、ae为磁芯的截面积,如图2.3。ab为 正常操作状态下的最人磁通密度(单位:特拉斯(t)。为了防止磁芯因高温而 瞬间出现磁饱和,对于大多数功率铁氧体磁芯的尺寸越大,人越高,所做的功 率就越大。> ae图2.3磁芯窗口面积和截面积7. 佔算dcm/ccm临界电流ob = 8°% x8 计算初级绕组与次级绕组匝数比maxn =»= 心n % % 或 n =4 =仏n, uout +ud 1 - dmax心 uoul +ud具中,np和v,分别为初级侧和次级侧匝数。uout为输出电压,ud为二极 管正向电压:对超快速pn结二极管选取0.7v,肖特基二极管选取0.5v。t/d

25、cmin 为最小输入直流电压,dmax为设置的最大占空比,u0r为反射电压。9. 计算dcm/ccm临界时副边峰值电流-10. 计算ccm状态下副边峰值电流a/s八azow/,maxsp(1 - qnux ) +(m< 2丿sb11. 计算ccm状态时原边峰值电流a/刖:12. 计算副边电感ls及原边电感lp:ls=()utud)x(l-dmxtslp=n2x ls出于此电感值为临界电感,若需要电路工作于ccm则可增大此电感值, 若需要工作于dcm则可适当调小此电感值。13. 确定原边最小np匝数与副边 心 匝数:_ lp x a/pppunin _ abxa其中单位分别为特拉斯、安培、

26、微亨、平方厘米,,如无参考数据,则使用 3 =0.200.25,以特拉斯(t)为单位。14. 次级绕组和辅助绕组初级绕组与次级绕组匝数比:n =n,u 呗+5其中,np和ns分别为初级侧和次级侧匝数。u)ui为输出电压,ud为 二极管正向电压:对超快速pn结二极管选取0.7v,肖特基二极管选取0.5vo然 后确定正确的ns,使得最终的np不得小于npm.n o有的时候最终的np比 np,圖 大得多,这就需要更换一个大的磁芯,或者在无法更换磁芯时,则通过增加kp值来减小s,这样,最终的初级侧匝数也会减小。辅助绕组匝数navx :=uddxnum"其中,udd为辅助绕组整流后的电压,ud

27、b为偏置绕组整流管正向电压;考虑到系统在满载和空载转变瞬间,由于能量瞬间导致“妙下冲误触发uvlo,在系统允许的输入电压范帀内且输出为空载时,建议(7” 11.5vo 确定磁芯气隙氏度:(n2 1 )lv = 40xxax ge 11000 x al)其屮,l单位为毫米,4单位为平方厘米,血为无间隙情况卜的血值,单位为加%2 (纳%2),lp单位为(微亨)。通常不推荐对中心柱气隙磁芯使用小于0.1 mm的值,因为这样会导致初级电感量容差增大。如果您需要使用小于0.1 mm的值,请咨询变压器供应商以获得指导。15. 根据有效值电流来确眾每个绕组的导线直径。当导线很长时(lm),电流密度可以取5/

28、 2 o当导线较短且匝数较 / mm少时,610伊。的电流密度也是可取的。应避免使用直径大于1mm的导线, / mm 防止产生严重的涡流损耗并使绕线更加容易。对于大电流输出,最好采用多股细 线并绕的方式绕制,减小集肤效应的影响。检查一下磁芯的绕组窗口面积是否足以容纳导线。所需的窗口面积由以下公式给出:如=kf式中,a-为实际的导体面积,kf为填充系数。填充系数通常为0.20.3。16.确泄输出电容的纹波电流ikipple输岀电容的纹波电流:具屮,%为输岀直流电流。17.确定次级及辅助绕组最人峰值反向屯压=,ubr :次级绕组最人峰值反向电压: (n 、u sr = out + n】ax xin

29、j辅助绕组最大峰值反向电压:(n、人a存定vn p丿1&选择输出整流管urml25xusr,ur为整流二极管的反向额定电压;23乂, id为二极管的直流电流额定值,实际屮需注意温升、反 压、即实际测得的最大电流。表2.2部分输出整流二极管选型表肖特基二极管整流二极管s(v)匚(a)封装1n5819401轴向sb 140401轴向sb 160601轴向mbr160601轴向11dq06601轴向1n5822403轴向sb340403轴向mbr340403轴向sb360603轴向mbr360603轴向sb540405轴向sb560605轴向mbr745457.5to-220mbr76060

30、7.5to-220mbri0454510to-220mbr10606010to-220mbr1010010010to-220mbr16454516to-220mbr16606016to-220mbr2045ct4520to-220mbr2060ct6020to-220mbr2010010020to-220超快速二极管整流二极管(v)(a)封装uf40021001轴向uf40032001轴向mur1202001轴向egp20d2002轴向uf54011003轴向uf54022003轴向egp30d2003轴向byv28-2002003.5轴向mur4202004to-220byw29-20020

31、08to-220byw32-20020018to-22019. 选择辅助绕组整流管ur2.25xubr; ur为整流二极管的反向电压额定值。表2.3部分辅助整流二极管选型表整流管(v)整流管(v)整流管(v)fr104400uf40032001n41487520. 确定sense电阻限制最大输出功率时,sense电阻选择:r senseu th-ocsense电阻额定功率i囂sxrsense21. 输岀电容的选择在105°c及50khz频率下纹波电流的规格:必须大于/阳必oesr规格:使用低esr的电解电容。输出开关纹波电压等于isp x esr .由于电解电容具有较高的esr,所以

32、有的时候只使用一个输出电容是不能 满足纹波规格要求的。此时,可以附加一个lc滤波器。在使用附加lc滤波 器时,不要把截至频率设置得过低。截至频率过低可能导致系统不稳定或者限制 控制带宽。将滤波器的截至频率设定在开关频率的1/101/5左右比较合适。为减少大电流输出时的纹波电流iri,可将几只滤波电容并联使用,以降 低电容的r0值和等效电感厶如。电感l: 22uh47uh,对于低电流(w1a)的 输出使用磁珠是可以的。而较高电流输出可以使用非定制的标准电感。如有必要, 可以增大电感的电流额定值从而避免电感上的损耗。电容c:其容量与最大输出 电流/耐 有关,为了减小电容的esr见可以用儿个电容并并

33、联。22 输入整流桥的选择匕21.25x匕林;匕为输入整流二极管的反向额定电压;iavg;其屮匚为整流桥的电流额定值。23.确定rcd箝位电路元件参数图2.4为系统所采用的典型的rcd箝位电路。图2.4 rcd箝位电路测量变压器初级漏电感ll;在测量初级漏电感时应谨慎。如果只是简单地 在其他输出被短路的情况选进行初级侧电感测量,则测得的漏屯感会稍人,因为 每个输出都被反射至初级侧。确定cr6850c外置功率mosfet所允许的总电压,并根据以下公式计算umax clampu mosfet max"max+ (/max clamp建议至少应维持低于mosfet的bvdss 50v的电压

34、裕量,并另外留岀 30v50v的电压裕量以满足瞬态电压要求。对于宽范围输入设计,建议umaxclamp <200vo u“p不应小于1.5九。确定箝位电路的电圧纹波根据以下公式计算箝位电路的最小电压:min clamp=umax clamp-u根据以下公式计算箝位电路的平均电压uclamp:u、(j二clamp-(j2 max clamp计算漏感中贮存的能量:el =xllxip并非所有的漏感能量都会转移到箝位。因此,在计算箝位所耗散的真实能量时应使用以上公式,同时将峰值初级电流 匚替代仅流入箝位的电流。流入箝位的电流难以计算或者测量,我们将根据已知的比例因数调整el,从而估算箝位确定箝

35、位电阻:clamp2 clampe 畑p x fs箝位电阻的功率额定值应大于:clamprk clamp屮的能量耗散edamp:输出功率范围e "amp鎰 vl5w可不使用箝位电路1.5w w p()ut w50w=0.8xel50 ww pm(t w90 wf fdamp 一 7鎰 390wf_ f xclampclampj ljjjrclamp u or对于cr6850c系列产品设计的系统:eclamp =0.8x£lclamp确定箝位电容:max clamp箝位电容的电压额定值应大于:1.5x u心皿卩箝位电路中的阻断二极管:应使用快速或者超快恢复二极管。在有些情 况

36、下,使用标准恢复二极管有助于提高电源效率及emi性能。作此用途的标准 恢复二极管必须列明指定的反向恢复时间。使用这种二极管时应特别注意,确保 其反向恢复时间低于可接受的限值。如果未经全面评估,不建议基于标准恢复二 极管的设计。阻断二极管的最大反向电压应大于:1.5xt/maxc/阻断二极管的正向反复峰值电流额定值应大于° ,如果数据手册中未提供 该参数,则平均正向电流额定值应大于0.5xip (注意:二极管的平均正向电 流额定值可指定为较低值,它主要受热性能的约朿。应在稳态丁作期间及最低输 入电压条件下测量阻断二极管的温度,以确定其额定值是否正确。散热性能、元 件方位以及最终产品外壳

37、都会影响到二极管的工作温度。)确定阻尼电阻:(如选用)20(ohm) < rdamp < 100(0/?j77)注意:对于最大连续输出功率为20 w或更大的屯源系统,心呵只能在绝对必更时使用,并且应限制为非常小的值:1 qw rda,np 4.7 q,阻尼电阻的功率额定值应大于:i; x rdamp。(2) 如果测试vds电压的最大值远小于管子耐压,可以适当增加r1、减小 c1来提高效率;(3) 如果测试vds电压的最大值接近管子耐压,则一般设计是由于rc吸收 的时间常数远大于管子关断周期,些时减小r1对反压并没有实质性的影响,若 换用速度慢一些的整流管效果比较好,它可把更多的能量

38、从嵌位电路抽走送到次 级;(4) 如果由于变压器结构原因引起漏感很大造成vds电压很高,则tvs管 是最后的选择。25.设计反馈环路cr6850c系列产品采用屯流模式控制,反馈环路只需采用一个单极点 和单零点补偿电路即可实现。确定r血和尺。的值,使能够为tl431提供合适的工作电流并确保cr6850c反馈电压的完整工作变化范围。对于tl431,最小阴极工作电压和电 流分别为2.5v和imao.5,唁rdctr%> l(zna)具中:u()p为光耦的正向导通压降(通常为1.2v), 为cr685oc r馈短路电流(通常为1.42ma), ctr为光耦的电流传输比。例如当t/=5v,光 耦的

39、 c77?为 80%时,rd<670 且 r血 v1.2k。( 、1+ 5x( 、1 51叭丿l性)对于ccm模式,采用cr6850c的反激式开关电源的控制输岀传递 函数由下式给出:&(沪妙=_7沁吹xfb(s) (2xnx u ol(l xu dc)x r sensei + _l_式屮,为直流输入电压,r()ut为等效输出负载电阻。心“二譽w严:rouiac1 x outrout x(l-d)2xn21 + d,= dxlp r txcm山 our控制输出传递函数中有一个右半平面(rhp)零点(叫)。由t rhp零点使相位减少了 90° ,所以穿越频率应小于rhp零点

40、()。hz系统极点和零点以及直流增益均随输入电压的变化而变化。直流增益在高输 入电压条件下最高,rhp零点在低输入电压条件下最低。低频增益并不随负载 条件的变化而变化,rhp零点在满载条件下最低。离爪输入jt、4、低汗醯入、4cde2cdecde-2cde-4cde1chz 10chz “khz 1ckhz 10ckhz图2.6 ccm模式反激电源的控制输出传递函数随输入电压的变化情况图2.7 ccm模式反激电源的控制输出传递函数随负载的变化情况图2.8 dcm模式反激电源的控制输出传递函数随负载的变化情况对于dcm模式,采用cr6850c的反激式开关电源的控制输出传递函数 为: + vlx1

41、+丄xcout与工作于ccm模式的反激式开关电源相比,此时没有rhp零点,而且直 流增益不随输入电压的变化而变化。总增益在满载条件下最高。图2.5的反馈补偿网络传递函数出下式获得:式中,wi -ctr x rfb/?, x rdxcf(/? + cf )x cf2当输入电压和负载电流的变化范围很宽时,反馈环路设计的最坏情况是不易 确定的。增益以及零点和极点均根据工作条件的变化而移动。不仅如此,随着负 载电流的减小或(和)输入电压的增大。工作于ccm模式将进入dcm模式。 解决这一问题的一种简单而实用的方法是设计出低输入电压和满载条件下具有 足够的相位和增益裕量的反馈环路。对于90v264v交流

42、输入,当开关电源工作 于ccm模式时,rhp零点在低输入电压和满载条件下最低。不过,当工作条件 从低压输入变为高压输入时,增益增加不大。因此,通过设计在低压输入和满载 条件下具有超过45。的增益裕量的反馈环路即可保证整个工作范围内的稳定 性。图29补偿网络设计反馈环路的设计如下:1. 确定穿越频率fc。对于工作于ccm模式的反激开关电源來说,应将fc设计 在低于1/3rhp零点的频率上,以最大限度地减小rhp零点的影响。对于dcm模式,可将fc设定在 较高的频率上,因为此时没有rhp零点。2. 当采用附加lc滤波器时,应将fc设计低于1/3lc滤波器转折频率的地方, 因为它会导致-180

43、76;的相位差。绝对不要把fc设定得高于lc滤波器的转折频率。如果穿越频率过于 靠近转折频率,那么,为抵消后置滤波器的影响。就应当把控制器设计得具有约90。以上的足够相位裕 量。3. 确定补偿屯路的直流增益以抵消fc频率上的控制输出增益。4. 将补偿电路零点(fzc)设置在fc/3附近。5. 将补偿电路极点(fpc)设置在3fc以上。三、参考电路图3j cr6850c典型电路原理图(通用输入)表3.1 基于cr6850c的12v5a适配器元器件清单designatordescriptionparttypeclc/c;dip;+/ 10%;pintch= 1 oomil103/63vc2c/e;<d i8*32;1o5 °c ;+/-20%;nichicon120uf/400vc3c/c;dip;+/-10%;pintch=200mil; cbb103/1kvc4c/e;5* 11; 105 °c ;+/-20%;panasonic10uf/50vc5c/c;smd;+/-1o%;12o6102/100vc6c/c;smd;+/10%;1206102/100vc7c/e;<t> 10*20; 105 *c ;+/-20%;pintch«200mil;panasonic1000uf/25vc8c/e; 10*

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