驱动电路IR2110的特性及应用

1、驱动电路IR2110 的特性及应用功率变换装置中的功率开关器件，根据主电路的不同，一般可采用直接驱动和隔离驱动两种方式。其中隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离两种。光电隔离具有体积小，结构简单等优点，但同时存在共模抑制能力差，传输速度慢的缺点。快速光耦的速度也仅有几十kHz。电磁隔离用脉冲变压器作为隔离元件，具有响应速度快（脉冲的前沿和后沿），原副边的绝缘强度高，dv/ dt共模干扰抑制能力强等特点。但信号的最大传输宽度有受磁饱和特性的限制，因而信号的顶部不易传输。而且最大占空比被限制在50%。同时信号的最小宽度也要受磁化电流的限制。同时脉冲变压器体积也大，而且笨重，工艺复杂。凡是隔离驱动方式，

2、每路驱动都需要一组辅助电源，若是三相桥式变换器，则需要六组，而且还要互相悬浮，因而增加了电路的复杂性。随着驱动技术的不断成熟，现已有多种集成厚膜驱动器推出。如EXB840/841、EXB850/851、M57959L /AL、M57962L /AL、HR065等等，它们均采用的是光耦隔离，而光耦隔离仍受到上述缺点的限制。而美国IR公司生产的IR2110驱动器则兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的优点，是中小功率变换 装置中驱动器件的首选品种。1 IR2110的结构特点IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰 CMOS工艺制造，DIP14脚封装。该器件具有独立的低端和高端输入通道。 其悬浮电

3、源采用自举电路，高端工作电压可达500 V, dV/dt=艾0 Wns, 15 V下的静态功耗仅116 mW。IR2110的输出端f脚3,即功率器件的栅极驱动电压）电压范围为1020 V,逻辑电源电压范围（脚9）为515 V,可方便地与TTL、CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有 i5 V的偏移量；此外， 该器件的工作频率可达 500 kHz ,而且开通、关断延迟小（分别为120 ns和94 ns）,图腾柱输出峰值电流为2 AoIR2110的内部功能框图如图1所示。由图可见，它由逻辑输入、电平平移及输出保护三个部分组成。IR2110可以为装置的设计带来许多方便，尤其是高端悬浮自

4、举电源的成功设计，可以大大减少驱动电源的数目。2自举元器件的选择图2所示是基于IR2110的半桥驱动电路。其中的自举二极管 VD1和电容C1是IR2110在大功率脉宽调制 放大器应用时需要严格挑的元器件， 应根据一定的规则进行计算分析。 在电路实验时，还要进行一些调整，以使电路工作在最佳状态。2.1自举电容的设计IGBT和PM(POWER MOSFET)具有相似的门极特性，它们在开通时都需要在极短的时间内向门极提供足 够的栅电荷。假定在器件开通后，自举电容两端的电压比器件充分导通所需要的电压(10 V,高压侧锁定电压为8.7/8.3 V)要高，而且在自举电容充电路径上有1.5 V的压降(包括V

5、D1的正向压降)，同时假定有1/2的栅电压(栅极门槛电压 VTH通常35 V)因泄漏电流引起电压降。那么，此时对应的自举电容可用下式表示:切(UUL5)例如IRF2807充分导通时所需要的栅电荷 Qg为160 nC(可由IRF2807电特性表查得)，Vcc为15V,那么有：C,=2x 160x10(15-)0-1.5) =9.1x10 F这样C1约为0.1瑚，设计中即可选取 C1为0.22 nF或更大，且耐压大于 35 V的独石电容。2.2悬浮驱动的最宽导通时间 ton(max)确定当最长的导通时间结束时，功率器件的门极电压 Vgs仍必须足够高，即必须满足式 (1)的约束关系。对于 M OSE

6、FT，因为绝缘门极输入阻抗比较高，假如栅电容 (Cgs)充电后，在Vcc为15 V时有15gA的漏电流(Ig Qs)从C1中抽取，若仍以本文的自举电容设计的参数为例，Qg=160 nC, U=Vcc-10-1.5=3.5 V, Qavail= UC=3.5x0.22=0.77 "。则过剩电荷 Q=0.77-0.16=0.61 Uc= Q/C=0.61 /0.22=2.77 V,因此可得Uc=10+2.77=12.77 V。由U=Uc及栅极输入阻抗 R为1娘，即可求出t(即ton(max)为：Uf1x1O6xO.22x10"6 ki(12.3&10)=46.6 ms2

7、.3悬浮驱动的最窄导通时间ton(min)确定 在自举电容的充电路径上，分布电感将会影响充电的速率。下管的最窄导通时间应保证自举电容能够有足够的电荷，以满足 Gge所需要的电荷量加上功率器件稳态导通时漏电流所失去的电荷量。因此从最窄导通时间ton(min)考虑，自举电容应足够小。实际上，在选择自举电容大小时，应当综合考虑，既不能大到影响窄脉冲的驱动性能，但也不能太小。2.4自举二极管的选择自举二极管是一个重要的自举器件。它应在高端器件开通时能阻断直流干线上的高压，并且应当是快恢复 二极管，以减小从自举电容向电源Vcc的回馈电荷。二极管承受的电流是栅极电荷与开关频率之积。为了减少电荷损失，应选择

8、反向漏电流小的快恢复二极管。如果电容需要长期贮存电荷，则高温反向漏电流十分重要。二极管耐压选择可按后级功率 MOSEFT管的要求来定，其最大反向恢复时间trr要小于等于100 ns,二极管所承受的电流IF=Qbsf。3 IR2110的扩展应用3.1高压侧悬浮驱动的自举原理在图2所示的IR2110用于驱动半桥的电路图中，C1、VD1分别为自举电容和二极管，C2为VCC的滤波电容。假定在S1关断期间，C1已充到足够的电压(Vc1Vcc)。那么，HIN为高电平时VM1开通，VM2关 断，VC1加到S1的门极和发射极之间，C1通过VM1、Rg1和S1门极栅极电容Cgc1放电，从而使Cgc1 被充电。此

9、时，VC1可等效为一个电压源。而当 HIN为低电平时，VM2开通，VM1断开，S1栅电荷经R g1、VM2迅速释放，使S1关断。然后经短暂的死区时间 (td)之后，LIN为高电平，S2开通，VCC经VD1 , S2给C1充电，并迅速为 C1补充能量，并如此循环反复。由此可知，自举电路必须在IR2110输人信号不断的高低电平变化中，且自举电容反复充、放电时，才能起 到正常的自举作用，而当IR2110的输人信号是直流电平信号时，自举电容将不能完成电荷的储存，即不能得到正常的充电，因此也不能为高端二极管提供驱动信号。如果不解决IR2110此功能的不足，则当电机负载实际工作在占空比为 1,负载两端电压

10、为零时，电机将停止工作；同时也会给功率开关管带来很大的电 流变化率，从而影响功率管的使用寿命和长期可靠性。因此，在工作中应采取下面两种技术措施。(1)输入幅度鉴别电路的应用为了克服上述不足，可在工作中设计输入幅度鉴别电路，其电路如图3所示。该电路不仅可保证在输入信号的线性区内，输出调宽方波信号，而且，当输入信号在线性区外时，电路也可以输出固定的占空比信号， 这样，即可保证电机在线性区外也能正常转动，同时也保证了输出负载电流不会产生大的突变。电荷泵电路当电路输入100%占空比信号时，其核心振荡电路CD4093将产生一定频率的方波信号。当此方波信号为低 电平时，功率电源+Vs通过D5给储能电容C3

11、充电；而当此方波信号为高电平时， C3则通过D4给自举电 容C2充电，以维持自举电容的能量，最终使电路在 100%占空比输入信号时，由 H桥输出100%的占空比信号，同时也保证输出电流的连续性。图4所示为电荷泵电路图。勉有现电中3.2防直通导通延时电路对H桥驱动电路上下桥臂功率晶体管加互补信号后，由于带载情况下，晶体管的关断时间通常比开通时间长，这样，当下桥臂晶体管未及时关断而上桥臂抢先开通时，就会出现所谓桥臂直通”故障。这样会使桥臂直通时电流迅速变大，从而造成功率开关损坏。所以设置导通延时及死区时间必不可少。IR2110具有一定的死区时间，其大小为 10 ns且不可外调，而实际使用中，MOS

12、EFT管的关断时间比开通时间有时还要比10ns大，此时就需要外加延时电路来加大死区时间，以防止电路直通，图5给出了一种导通延时电路及其波形。导通延时也可以通过 RC时间常数来设置。对 GTR，可按0.2卬/A来设置；而对 MOSFET，则可按0.1八 0.2卬来设计，且与电流无关；IGBT可按25卬来设计。假如 GTR的f为5 kHz旦双极性工作，调宽区 域为T/2=1 /10=0.1 ms,此时若I为100 A,则 t=0.2 X 100=20*s这样PWM调制分辨率的最大可能性 为：(772)也=0.12,02=5(5)这说明死区时间占据了调制周期的1 /5,显然是不可行的。所以，对于 100 A的电机系统，GTR的开关频率必须低于5 kHz。例如，2 kHz以下，此时的分辨率可达 12.5左右。4结束语IR2110是一种性能比较优良的驱动集成电路，它的自举悬浮驱动电源可同时驱动同一桥臂的上、下两个开 关器件，驱动电压高达 500 V,工作频率为500 kHz，并具有电源欠压保护关断逻辑。IR2110的输出用图腾柱结构，驱动峰值电流为 2 A,同时两通道还设有低压延时封锁 (50ns)。此外，芯片还有一个封锁两路输 出的保护端SD，在SD输入高电平时，两路