Buck电路闭环控制策略研究

1、编号XX航空航天大学电气工程综合设计报告题目 Buck电路闭环控制策略研究学生XX班级学号成绩X潼0311205031120505杨岚0311205031120508何晓微0311201031120210龚斌0311206031120631李博0311205031020519学 院自动化学院专 业电气工程及其自动化指导教师毛玲O一五年一月Buck电路闭环控制策略研究首先，本文对Buck电路的3种闭环控制策略进展了原理分析，比较，并对Buck主功率级 电路进展了原理分析和建模，最后完成主电路的参数设计。其次，本文详细阐述了V2控制工作原理，推导V2控制环的传递函数，并且建立小信号模 型，对控制器

2、进展优化设计。最后使用SABER2007对BUCK电路的V2控制电路进展了时域频 域仿真。关键词：Buck电路，V2控制Abstract摘要错误!未定义书签。第一章概述第二章Buck变换器控制方法简介2.1 电压型控制2.2 电流型控制2.3 V2控制第三章Buck变换器原理分析及建模3.1 Buck变换器传递函数3.2Buck电路的边界条件3.3主功率电路的参数设计第四章 V2控制电路分析及设计4.1 V2控制原理分析4.2 V2控制的buck变换器小信号模型4.3 V2控制器优化设计第五章电路仿真5.1 V2控制策略频域仿真5.2 时域仿真电路和仿真波形word 版第一章概述1.1 课题背

3、景随着CPU运算速度和工作频率的成倍提高，低电压，大电流，小电压容差使微处理器对 其供电电源及电源管理系统的要求越来越高。在开关电源的控制技术中，传统的电压型控制 仅仅通过检测输出电压进展单环反响控制，虽然电路简单，但是对输入电压和负教变化的响 应速度慢；电流型控制方法在输出电压检测的根底上乂引入电感电流或者开关电流检测，进 展双环反响控制，提高了变换器的响应速度。但是随着微处理器对供电电源及电源管理系统 性能要求的不断提高，现有的控制方法已经很难满足负载特性日益苛刻的要求，采用输出电 压双环反响技术的V2控制方法应运而生。1.2 课题主要研究内容本文主Buck电路的闭环控制为研究对象，研究B

4、uck变换器的工作原理、控制方式及参 数设计方法，着重研究Buck变换器的V2控制。其主要内容主要分为以下五章：第一章介绍课题研究背景，以及课题研究的主要内容。第二章对三种常见的Buck变换器控制方法进展综述。将三种方法的优缺点进展比较。第三章研究Buck变换器，分析其两者工作模态，推导了 Buck变换器功率级模型及稳态 传递函数。对主功率电路进展参数设计。第四章从V2控制方案入手，设计控制电路。第五章m Saber软件对电路进展仿真。第六章总结了本文所做的工作。第二章Buck变换器控制方法简介开关电源由功率级和控制电路两局部组成。控制电路的功能是在输入电压、内部参数、 外接负教变化时，调节功

5、率级开关器件的导通时间，使开关电源的输出电压或者电流保持恒 定。因此，在开关电源的设计中，控制方法的选择和设计对于开关电源的性能来说是十分重 要的。采用不同的检测信号和不同的控制电路会有不同的控制效果。2.1 电压型控制图1所示为电压型控制Buck变换器，图2为其对应的主要波形。从图1可以看出，电压 型控制方法是利用输出电压采样作为控制环的输人信号，将该信号与基准电压Vref进展比较, 并将比较的结果放大生成误差电压Ve。误差电压Ve与振荡器生成的锯齿波Vsaw进展比较生 成一脉宽与Ve大小成正比的方波，该方波经过锁存器和驱动电路（图中未画出驱动电路）驱动 开关管导通和关断，以实现开关变换器输

6、出电压的调节。图1电压控制型图2电压控制型波形图2.2 电流型控制电流型控制同时引入电容电压和电感电流2个状态变量作为控制变量，提高开关电源PWM控制策略的性能。由图3和图4可以看出，电流型控制方法和电压型控制方法的主要区别在 于：电流型控制方法用开关电流波形代替电压型控制方法的锯齿波作为PWM比较器的一个 输入信号。电流型控制方法的工作原理为：在每个周期开场时，时钟信号使锁存器复位开关 管导通，开关电流由初始值线性增大，检测电阻Rs上的电压Vs也线性增大，当Vs增大到 误差电压也时.，比较器翻转，使锁存器输出低电平，开关管关断。直到下一个时钟脉冲到来 开场一个新的周期。图3电流控制型图4电流

7、控制型主要波形图2.3 V2控制由于V2型控制方法具有优秀的动态性能，适用于电压调整模块等对动态特性要求比较 高的场合。山图3和图5可以看出，V2控制方法与电流型控制方法的区别在于：V2控制方 法用滤波电容电压采样代替了电流型控制方法中PWM比较器的电流采样输入。输出电压K 反响回来作为2个控制环的反响量。V2控制方法稳态时的工作原理为：在每个周期开场时， 时钟信号使锁存器复位、开关管导通，开关电流iL由初始值线性增大。由于负载电流固定不 变，所以该变化的电流完全通过滤波电容的ESR给滤波电容充电，从而在ESR上产生与电 感电流斜率一样的压降Vq(Vq=iL Rs)。该电压即为内环的采样电压。

8、当Vq增大到误差电压 Ve时，比较器翻转，锁存器输出低电平，开关管关断，直到下一个时钟脉冲信号到来，开场 一个新的周期。V2控制方法的稳态波形如图6所示。传统的电流型控制事实上是控制电感电 流。当使用Buck变换器时，假设电感在输出局部，那么电流型控制是非常有效的。但是对于 反激变换器和boost变换器拓扑，电感不在输出局部，电流型控制的许多优点表达不出来。V。 控制方法由于内环检测点在输出局部，提高了 Buck变换器和正激变换器对输入和输出静态和 word 版动态变化的响应速度，解决了电流型控制方法存在的问题。V2控制方法由于内环采用反响输 出电压的纹波，因而与电流型控制方法一样，抗干扰能力

9、差。当占空比大于50%时，会产生 次谐波振荡，所以也要使用斜坡补偿。V2控制方法可与普通的控制方法如定频、定开通时间 和滞环控制配合使用以提高系统的响应速度。在使用定关断时间的V 2控制方法时可免于使用斜坡补偿。V2控制方法对输入和输出电流都没有直接控制，所以不便于电源的并联使用, 需要额外的电路来进展过流保护。图6 V2控制型主要波形图第三章Buck变换器原理分析及建模电源在各种电子系统中占有极其重要的位置。随着电力系统的日趋复杂，规模的逐渐庞大， 各种系统对电源的性能要求越来越高,需要采用更快速更稳定的电源控制方法。数字化开关电 源具有易于模块化管理、体积小、稳定性高、抗干扰能力强、控制灵

10、活的特点。Buck变换器 的输出阻抗最低，对输入电压和负载的变化具有最快的响应速度，且输出电压纹波最小。3.1 Buck变换器传递函数开关电源的主回路是一个分段线性系统，各段之间是不连续的，控制回路是一个线性系 统.对于这样一个由分段线性和线性两局部构成的系统，要建立一个既便于分析乂准确的模 型是相当困难的.但是在所关心的信号频率比开关频率低的多时，可以利用状态空间平均法 将开关系统近似为连续系统，在交流变量幅度与直流工作点相比足够小的时候，可以使用线 性化的方法使非线性系统近似为线性系统。3. 2 Buck电路的边界条件开关转换线路是否工作在CCM或者DCM、主要取决于流过电感电流是否连续，

11、当电感电流 连续时，那么开关转换器工作于CCM(current continuous mode);当电感电流不连续时、那么开 关转换器工作于 DCM(current discontinuous mode)o当开关转换线路工作于CCM/DCM边界，对于buck线路而言，即流过电感的电流纹波与 输出电流相等即：y-D)Ts_V FZ 一 R山式可得边界条件为：2LfK = 1 D = (2)R即：当生时，buck变换器工作在CCM模式； R当吆_时，buck变换器工作在DCM模式；当1-。=任k时，buck变换器工作在CCM/DCM边界；Rbuck变换器的DCM时的稳态关系当buck变换器工作在D

12、CM时，那么一个完整的周期分为三个局部(interval)。 即：当时，电感储能，电感两端的电压为：VL=L- = Vg-V当。电感释放能量，电感两端的电压为：V,=L = V(4)dt当时，电容释放能量，电感两端的电压为：(5)(6)V1 = 0依据电感的伏秒平衡原理可得:V = M 匕ft式中：M =11 +J1 + 4K/。？1.2. CCM时AC等效电路模型(AC equivalent circuit Modeling)建立，考虑输出电 感的寄生阻抗DCR,输出电容的寄生阻抗ESRo当时:%。)=匕(f)-V(f)(7)k (0 =。一；=小) Z-dtR当 0( v/<7；时：

13、VL(t) = L- = -V(t)(9)atk,«)。 ：- 一 z£(0(1。)atR使用平均值近似代替小纹波量，即：化（%=匕（）、卜（/%=9）、色（1% =/）将上述式子代入式（11）、（12）、（13）、（14）并计算电感电压平均值及电容电流平均值得:化（叽="啾匕。必-。）（-伍叽）&/G （力一（12）平均输入电流的平均值为：）,、=&，）&（，%（13）构建在静态工作点（I、V、D）的小信号ac模型，即有：化叽叫+）"）1匕1<<血（/）11（y（t）T =v + V（r）IV l«ll V

14、（r）Il（iL（t）rs =K + iL（t）IL l«ll/L（r）ll（=1.+ 1«） I 小<<11 ）«）ll«/（/）% =d + dtd« 'dt II使用上述式子代替式（15）、（16）、（17）并消除DC term（直流分量）得：AL 勺 = ；«，）匕 + d vg （/） - v（t）（14）C 4n =（15）dtR（16）由上述三式构建小信号ac等效电路如以下图示word 版由上图可以获知:d =匕(17)心+天川*=D一(18)心-oq十无s + 1(19)(20)(21)=Z , =

15、RHsLH =A刖。J。(/)"讨九八 n1 + S-+LCS2'，1"(7)=0、4")=0riL(t) _匕 RCs + 1"m区i + s- + LCs2V 7 IVf(ORi l_DRCs +1pj3. 3主功率电路的参数设计设计指标7 JZ 7 7 7 7 1 2 3 4 5 6 z< zt z<输入直流电压15伏。输出直流电压5伏。额定电流10安培。负载调整率S/<5%。输出噪声纹波电压峰-峰值t/Opp<50mVo开关频率收)： 100kHz。主电路参数计算(1)滤波电感和电容参数设计滤波电容的ESR为：R,

16、= 工 =一一 = 一 = 25(G)" Ai' 0. 2 Iy 0. 2 x 10力电容的C七为常数，约为5080吐。/本课题选择75”。尸，由上式中得到Re=254, word 版得到C=3000/o当开关管导通，截止时变换器电压方程为:Vin - % 一匕,- Von = L-J0N% + 匕 + / = L'1 OFF设二极管的通态压降Vd=0.5V；电感内阻的压降Vl=0.1V；开关管导通压降Von=0.5V： 根据a=15V,U”5l/,可以求出 Ton=3.33uS。= 15.567(/0)匕匕一匕 一丫.=3.33x15-5-01-0.5为了保证电流的

17、脉动小于2A,可将电感的值，适当放大些，可以取第四章V2控制电路分析及设计4.1V2控制原理分析V2控制环原理如以下图为V2控制的等效原理图，可以看出控制器由PWM比较器和EA （误差放大器）两局部组成。其中PWM比较器等效为Fml和Fm2两个传递函数，并由控制策略唯一决定；E AaH(S)=/为补偿网络其传递函数为Av。从而控制环的传递函数为匹 + d2 + Fm2Avti F- =不=尸 ml +以下图为V2控制的动态波形，图中所为输出谷值电压；“呻为输出包络峰值电压;。是输出电压的状态平均值;是上升沿的斜率；八是开关频率。由上图可以求出开通时间:2（皿叩一。），、ton =FSr由电感电

18、流纹波Rs决定：（ul0-u0）Rss产1 将式（3 ）代入式（2 ）可推得t2L01 力 ）（4）然后式（4 ）两边对uo取偏导得_dd _-2L用同样的方法可以得到Fm2的表达式，可以证明Fm2的表达式和式（5）一样，只是极性 反相，即Fm = Fm2 =-(6)联立式(1 )和式(6 )得到V2控制环节的传递函数：1=-Fm(l+4V)(7)并且有aaF Q F7n , Av « 1；工=一 >v » 1,(8)山式(8)可见，当设计误差放大器在高频段使 /1,那么控制环的增益主要由快速的内 环 提供；在低频段的时候使得人1,那么控制环的增益主要由慢的外环提供。

19、这样，两个 环路相互配合使得控制环在宽的频率X围保持高的增益，从而使得整个闭环系统具有较快的 瞬态响应。4.2V2控制的buck变换器小信号模型对于图5所示工作在CCM模式下的V2控制Buck变换器，首先建立其控制环节的小信号 模型，在此根底上建立其完整的小信号模型。如图7所示为采用斜坡补偿的V2控制环节的稳 态波形，其中vc为控制电压；虚线v为输出电压的平均值：-me为斜坡补偿电压的斜率；ml 为输出电压纹波上升阶段的斜率；-m2为输出电压纹波下降阶段的斜率。由图7可得稳态时1/也=%-"叫7；(1)对式(1)中相关变量取小信号扰动mi = M + 防泾=V。+= V + Od =

20、。+ 4 (2)将式(2)代入式(1),并忽略二阶小信号变量，那么可分别得到如下的直流稳态和交流小 信号特性表达式：直流稳态特性表达式2 ,、D = b(i)交流小信号特性表达式«(。7彳1 + 时3) = %-0-"工力(4)其中_=_ Mc2MC n = 1 + -jrj- Mi图7V2控制环节的稳态波形对于图5所示V2控制buck变换器，可求得输出电压上升沿斜率为叫=（% - V）e/L 对式（7）中的3个变量取小信号扰动771 = M + 叫为=% + %（8）v = V +。代入式（7）,并忽略二阶小信号变量，那么可以分别得到如下的直流稳态和交流小信号特 性表达式

21、直流项：M1=旧-V）即/。小信号交流项：叫=（刘一。）外4（10）将式（代入式（4）,可以得到V2控制buck变换器控制局部的传递函数：KRD（% 0）屏 D2d = nD'VyRE .哥卜 tiDV - nD'VV ）K = 2L/RTs (12)D' = l-D(13)n = l + 2Mc/%(14)可得到如以下图所示V2控制的Buck变换器小信号模型图8 V2控制Buck变换器的小信号模型4.3V2控制器优化设计控制器中的误差放大器EA采用如以下图的PID补偿网络，传递函数为:(1 + yts)(l + y2s)A "一 S(1 + y3s)(1 +

22、补偿网络C2c3RRoy3 = &匿不得4 = Q瓦钳采用优化设计方法设PI D补偿网络，假设功率级电路已经到达设计要求，所以仅对控制 器的参数进展设计。控制器的Fml和Fm2由功率级的参数和控制策略确定，所以只对Av进 展优化设计，取设计变量为丫 = M y2乃y采用V2控制方法的口的是为了得到高速响应的电源，在频域表现为更宽的带宽，因此 定义目标函数为min (wc), wc为截止频率，可以通过下式求得201g|G(jwjH(jwJ| = 0为保证电源工作稳定性必须满足以下两个约束：增益裕量UWKg<50,相位裕量40W yWl 0 0。第五章电路仿真5.1 V2控制策略频域

23、仿真基于前文算出的Buck电路主电路参数和开环传递函数可得: num=0.0003214 4.284;den=0.000000053024 O.OOOO82 1;g=tf(numjen);bode(g)40Bode DiagramGm = Inf, Pm = 49.1 deg (at1.11e+O4 rad/s)20o o-2-4(CDP) gpnJeuopw34510-io10Frequency (rad/s)5 o 4 9 一 一 (国)8SEl|d如以下图，系统穿越频率为l.76kHz,相位裕度为49.1度。系统已经稳定，但低频段增 益低，需增加补偿网络。补偿后系统传递函数及伯德图为：num=conv(0.0003214 4.284,conv(200000/24472 200000/7,1/4099 1)；den=conv(0,000000053024 0.000082 l.conv(l 0,conv( 1/13333.8 1,1/251728.1 1)； gl=tf(num,den)；bode(gl);展pn=u号-100 0-90-135-130_10210°4.56710101010Frequency (rad/s)从上述波特图中可以看出补偿后系统穿越频率为17.9kHz,相位裕度为58.8度。低频段 增