开关电源设计不可不看 Flyback电路原理

1、Flyback 转换器电路是由 Buck-Boost 电路，利用磁性元件耦合的功能衍生而来，所以要探讨 Flyback 电路，必须先从 Buck-Boost 电路开始。一、 Flyback 电路简介（一） Flyback电路架构Flyback变换器，俗称单端反激式DC DC 变换器，又称为返驰式(Flyback)转换器，或"Buck-Boost" 转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此得名.Flyback 变换器是在主开关管导通期间，电路只储存而不传递能量；在主开关管关断期间，才向负载传递能量的一种电路架构。（1）Flyback 变换器理论模型如图。（2）实际

2、电路结构根据 Flyback 变压器的同名端绕制方式， 有下面两种形式， 这两个电路实质上是一样的。当然， Flyback 电路还有其他衍生形式（见附录I ）。（二） Flyback 变换器优点（1）电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出的要求。（2）转换效率高，损失小。（3）匝数比值较小。（4）输入电压在很大的范围内波动时， 仍可有较稳定的输出， 目前已可实现交流输入在 85 265V间，无需切换而达到稳定输出的要求。（三） Flyback 变换器缺点（ 1）输出电压中存在较大的纹波， 负载调整精度不高， 因此输出功率受到限制 , 通常应用于 150W 以下。（ 2）转换变压器在

3、电流连续 (C.C.M.) 模式下工作时，有较大的直流分量，易导致磁芯饱和，所以必须在磁路中加入气隙，从而造成变压器体积变大。（ 3）变压器有直流电流成份， 且同时会工作于 C.C.M./D.C.M. 两种模式，故变压器在设计时较困难，反复调整次数较顺向式多，迭代过程较复杂。二、 Buck Boost 转换器工作原理所有的导出型转换器都保留其基本转换器的特性；要了解Flyback 转换器，要从其基本转换器 Buck Boost 电路开始。（一） BuckBoost 电路组成Buck Boost 电路由一个开关晶体管，一个功率二极管，一个储能电感和一个输出电容组成，见图 1。图 1 Buck B

4、oost电路结构（二）电路特性（1）输出电压为负电压（2）输出电压的大小可高于或低于输入电压（3）输入端与输出端的电流波形都是脉波形式。（三）工作原理为方便理解电路工作原理，先介绍一下楞次定律。楞次定律： 电感总是“阻碍外电路通过电感的磁通（电流）的变化”，即：外电路通过电感的磁通1（电流 i1 ）增大，电感将产生与1（电流 i1 ）反向的磁通2（电流 i2 ），阻碍外电路磁通1 （电流 i1 ）的增大；外电路通过电感的1 （电流 i1 ）减小，电感将产生与1 （电流 i1 ）同向的磁通2 （电流 i 2 ），阻碍外电路1 （电流 i1 ）减小的减小。以下就 BuckBoost 稳态电路的工作

5、作一个简要说明。假设一个周期的开始时间为：开关晶体管Q1导通时（ Turned On或 Closed ）。此时输入电压完全跨在电感之上，电感的电流将成线性增加。由棱次定律，“外电路通过电感的电流i1 增大，电感将产生与 i1 反向的电流 i2 ，阻碍外电路电流 i1 的增大”。外电路电流 i1 （主要是主电路电流）从同名端流出，原边的同名端为负，异名端为正，所以电感电压 V1 为“+”，电感所存储的能量因此逐渐增加；变压器副边的同名端为负，异名端为正，所以功率二极管反偏，负载所需的能量完全由输出电容提供，此时电容的电压会有些降低（要看电容的大小）。当开关晶体的控制信号（电压或电流），使开关晶体

6、Q1不导通时（ Turned Off 或 Opened），此时外电路通过电感的电流i1 急剧减小（几乎为零），由楞次定律，“电感将产生与磁通1 （电流 i1 ）同向的磁通 2 （电流 i2 ），阻碍外电路 1 （电流 i 1 ）的减小”；外电路电流 i1 （主要是电感电流），从同名端流出，原边的同名端为正，异名端为负，所以电感电压V1 为“ - ”，变压器副边的同名端为正，异名端为负，所以功率二极管正偏，变压器副边电压大小恰等于输出电压。通过二极体的电感电流将线性减少，除了提供给负载外，还给输出电容充电（输出电容的电压会增高些），这个情形将持续到下一个周期开始为止。开关晶体导通的时间占整个周期

7、的比率，称为工作周期（ Duty Cycle ，简称为 D）， D 越大，表示电感充能的时间越长，依照“伏秒平衡”原理（后面介绍），输出电压一定越高。（四）公式推导以下公式推导时作如下假设：1）开关晶体与二极管均为理想元件，也就是导通时呈短路，不导通时呈断路。2）电感不会饱和，且电感值为不变的常数，也就是BH 曲线为线性，且铜损 / 铁损忽略不计。3）电感与输出电容构成的等效滤波器，可以有效的将输出电压滤成纹波很小的直流电压。或者说，电感与输出电容构成低通滤波器的角频率远低于切换频率。1 连续导通模式（ C.C.M）公式推导（ 1）在开关晶体 ON的时间， 0 t DTsvL (t ) VI（

8、2.1 ）1ti L (t) iL (0)vL ( )dL 0VIti L (0)（2.2 ）L在 tDTs 时，V I DT si L ( DTs ) i L (0)（2.3 ）L（2）当开关晶体被 OFF时， DTs tTs ，二级管顺偏导通，所以vL (t)VO（2.4 ）1ti L (t ) iL ( DTs )vL ( )dLDTsiL (DTs )VO (t DTs )L（2.5）当 tTs 时，i L (Ts ) iL (DTs )VO (1 D)TsL（2.6 ）在稳态操作情况下， i L (0)i L (Ts ) ，将（ 2.3 ）代入（ 2.6 ）得i L (Ts )VI

9、DTsVO (1 D)Tsi L (0)LL（2.7 ）也就是VI DTsVO (1 D )Ts（2.8 ）（ 2.8 ）就是所谓的 “伏秒平衡” 定律 。电感的电压，对时间积分一个周期，结果为零，如此才可确保电感器不会饱和。由（ 2.8 ），可得输出与输入电压关系式：VODM1 D ，VI当工作周期 D 小于 0.5 时，输出电压小于输入电压；当 D 大于 0.5 时，输出电压大于输入电压。（3）电路波形输入端的电流波形，即开关晶体的电流为脉波形状，实际应用中，必须加入滤波器（C或才不会影响其他系统；二极管的电流也是脉波型，所以通过输出电容的纹波电流较大，所以使用的电容也需大，而且对等效串联

10、电阻ESR的要求也比较严格。备注：ESR:是指在 AC或 DC下的串联等效阻抗（ Equivalent Series Resistance）LC）ESL：在AC下的串联等效低电感（Equivalent Series Inductance）。ESR与频率关系：电解电容的 ESR会随着使用频率的上升而下降。厂商标称的 ESR是在一定工作频率（ 120Hz,1KHz,100KHz）下的 ESR，见下表：2. 不连续导通模式（ D.C.M）公式推导以上所推导的公式是在连续导通模式（ Continuous Conduction Mode， C.C.M）下操作的 Buck-Boost 电路，也就是电感的电

11、流恒高于零。它的物理意义是，电感的能量在(1D )Ts 的期间并未完全释放。从图上显示，如果输入与输出电压不变，电感与电容值也固定的情形下，负载电流与电感的平均电流成正比，当负载电流逐渐减小时，电感的平均电流也会逐渐降低，低到电感在某一时段的瞬时电流为零。此时我们称转换器即将进入不连续导通模式（ Discontinuous Conduction Mode，D.C.M）操作。也就是说，电感的能量在充放之间，会将能量完全的释出。其实影响 C.C.M./D.C.M. 的因素不只是负载电流，以一个输出电压固定的稳压电路为例，切换频率，电感大小，输入电压与负载电流，都会影响转换器的操作模式，前两者在设计

12、阶段制定，后两者才是实际应用上主要的影响因素。于是 C.C.M./D.C.M. 存在一个以输入电压与负载电流的边界线，在边界上，恰好是电感电流碰到零的操作点。（边界线将在后面讲述）在 D.C.M. 的工作模式下， 转换器有着与 C.C.M. 不同的特性， 一般将一个工作周期分成三个部分：D1Ts - 开关晶体导通期间D2T - 开关晶体被 OFF，且电感电流大于零期间D3Ts - 开关晶体被 OFF，且电感电流等于零期间。（1）在 0 到 D1Ts 期间，即开关晶体导通期间， 电感上依旧跨着输入电压，电感的电流也是线性上升，只不过是从零点上升。在开关晶体 ON期间，即 0 tD1Ts ，vL

13、(t ) VIi L (t )iL1t(0)vL ( )dL0VItL在 tD1Ts 时，VI D1Tsi L ( D1Ts )L（2）当开关晶体被OFF，且电感电流大于零时， D 1T st ( D 1 D 2 )T s ，二级体顺偏，vL (t)VO1ti L (t) i L ( D1Ts )vL ( )dLD1Ts（ 2.10 ）（ 2.11 ）（ 2.12 ）（ 2.13 ）VO (tD1Ts )i L (D1Ts )L（2.14 ）当 t( D1D2 )Ts 时，iL ( D1 D2 )Ts iL ( D1Ts )VO D2Ts0L（2.15 ）（3）由（2.14 ）可以看出，电感的

14、电流以一个斜率下降， 当电流降到零时， 二极体不再导通，负载所需的能量不再由电感提供，将由输出电容负担。这时电感电流为零，电感的电压也为零，我们称此转换器已工作在D3Ts 期间， D31D1D2 。 ( D1D2 )TstT 期间，vL (t)0（2.16 ）iL (t )0（ 2.17 ）由 2.12 与 2.15 可得，VI D1Ts VO D2Ts（2.18 ）（ 2.18 ）依旧是磁性元件“伏秒平衡”式子，如果由负载电流的角度（负载电流连续期间）来看，其大小恰等于通过二极体电流的平均值，也就是I OVO1RiL ( D1Ts ) D2，(面积公式 )2由（ 2.15 ）可得i L (D

15、1Ts )VO D2TsL，所以I OVO D22Ts2 L（2.19 ）其中 R为负载电阻值，将（ 2.18 ）化简，得到 D2 得关系式，D22LLRTs（ 2.20 ）代入（ 2.18 ）得，D1VO D2M L（2.21）VI由以上得推导得知，在 D.C.M. 工作的时候，工作周期 D1 与负载的轻重有关（ 2.20 ），这个现象与 C.C.M. 是不同的。从以上分析推论知（ 2.21 ）：输入电压低，切换频率高，电感大，负载电流大都有将转换器推向 C.C.M. 的趋势，这从公式推导和电路物理意义，都容易得到。现在如果将切换频率Ts ，电感值 L 与输出电压 VO 固定，则可以得到一条

16、代表C.C.M. 与 D.C.M.的边界曲线公式：D2VI,D2VI由（ 2.21 ）得 DVDVV，1D2IO1OD22(D2)2(VI)2VID2D1VO代入（ 2.19 ），得VOTsVI2I O22（2.22 ）2L VIVO这条曲线在设计转换器与分析转换器的工作范围都很重要，设计就是依此曲线设计。（4）电路曲线三、 Flyback 转换器工作原理Flyback 不同于 Buck-Boost 的地方，仅在于将电感器衍生成一个“耦合电感”，也就是俗称的“变压器”，但不同于一般变压器，耦合电感“实实在在”的存储能量，不只是变压器的磁化能量。就是因为将电感变成耦合电感，所以可以将初 / 次级

17、隔离，而且利用匝数比的控制，使转换器的工作点设计更有弹性。另外，多组输出的应用更简单容易。公式推导和 Buck-Boost 几乎一样，为更接近实际情况，将二极体顺向压降考虑进去（在低输出电压时相差很大）。（一）先推导 C.C.M. 的工作情形（1）在开关晶体 ON期间，即 0tDTs ，vLP (t )VI1ti LP (t )iLP (0)vLP ( )dLP0VI ti LP (0)LP此时，二极体反偏不导通，负载电流全部由输出电容提供。vLS (t )NS VINPi LS (t )0在 tDT s 时，（ 2.23 ）（ 2.24 ）（ 2.25 ）（ 2.26 ）iLP (DTs )

18、 iLP (0)VI DTs（ 2.27 ）LP（2）当开关晶体 OFF时，二极体顺偏， DTS t TSvLS (t )(VO VD )（2.28 ）1tiLS (t ) i LS (DTS )vLS ( )dLSDTSN P iLp (DTS )(VO VD )(t DTS )（2.29 ）NSLSiLS (DTS )N Pi LP (DTS )其中N S就是“变压器公式”得到的。对应到初级侧，可以得到vLP(t)NP (VV )OD（ 2.30）N Si LP (t ) 0（ 2.31 ）当 tTS 时，i(T )N P iLp( DTS) VO(1 D)TSLSSN S（ 2.32）L

19、S由（ 2.27 ）和 iLP (0)NS iLS (0) ，所以NPNPiLp (DTS )NP iLP (0)VI DTs iLS (0)N PVI DTs NSNSLPNSLP因为 i LS (TS )i LS (0) 所以，NPVI DTsNSLPLP(N P)2LSN S，所以VI DNP (VO VD )(1 D)N SNP (VOVD)D或NSVI1DVO (1D)TSLS因为（ 2.33 ）（2.34 ）（2.34 ）就是 C.C.M. 中输出 / 输入电压关系式。（3）电路波形观察各元件的电压与电流波形，除了耦合电感的特性外，Flyback 电路确实与 Buck-Boost

20、电路完全类似，电流的导通模式都完全一样。（二） D.C.M 公式推导（1）在 tD1Ts 时，VI D1Tsi LP (D1Ts )对应到次级侧，L P（ 2.37 ）vLS (t )N SVIN Pi LS (t )0（2）当开关晶体被OFF的瞬间，二极体顺偏，N P VI D1TSN SVI D1TSi LS (D1TS )N PLSNS LP在次级侧电感电流大于零期间， D1Tst ( D1D 2 )TsvLS (t )(VO VD )1ti LS (t ) iLS ( D1TS )LSvLS ( )dD1TSN S VI D1TS(VO VD )(tD1TS )N PL SLS在 t

21、( D1D2 )Ts 时，i LS ( D1 D 2 )TS 0 ，所以 (2.42)变成N S VID T(VOVD)D TN P1 S2 S（2.38 ）（2.39 ）（ 2.42 ）（ 2.43 ）同样可以得到“ 伏秒平衡式 ”。由 (2.42) 可以看出，电感的电流依一个斜率下降，当电流降到零时【 t(D1D2 )Ts 】，电感的能量已消耗殆尽，二极管不再导通，负载所需的能量不再由电感提供，转由输出电容负担，这时电感的电流为零，相对电感的电压也为零，我们称工作在 D3Ts 期间。（3） D3 1 D1D2 ，vLP (t)vLS (t )0（2.44 ）i LP (t)i LS (t)

22、0（2.45 ）负载电流大小恰为通过二极体电流的平均值，也就是IVO1(DT)D(VOVO )D22TsOiLS2（2.46 ）21 s2LSR其中， R为负载电阻值，将（ 2.46 ）化简，可得关系式D 22IOLSNP VOVDD2(VOVO )Ts，由（ 2.43 ）可得，D1VINS由以上的推导可知，在 D.C.M. 工作的时候，工作周期（ D1 ）与负载的轻重有关，这个现象与 C.C.M. 是不同的。（4）电路波形D.C.M. 波形（5）C.C.M. 与 D.C.M. 的分界线如果将匝数比、电感值、切换频率与输出电压固定，可推导出一条代表分界线公式：C.C.M.与 D.C.M. 的V

23、D)N SVII OTs (VONP22LSNS V(VVD)ION PC.C.M 与 D.C.M. 分界线曲线：C.C.M 与 D.C.M. 临界线时电路波形：四、 FLYBACK 电路改进形式一、进的 flyback topology 电路一（一）电路如下：（二） Improved Fly-Back输入输出关系Input: 24VDC ； Output: 330VDC /500W根据 Improved Fly-Back电路工作原理，在Fly-Back电路稳定工作时（运行工况：C.C.M. ），推导输入输出电压VI 、VO 与导通比 D、变压器匝数比n (N 1/N 2 )的关系；计算电容两端电压VC。I 1VI DT(1)L1I 2VoVC (1 D)T(2)L2I1N 21I 2N 1n(3)VI (Vo