第二章下直流提升机调速系统控制

1、2.3 直流提升机调速系统计算机控制算法对于一个具体的直流提升机系统来说，通常总存在着一些不可变部分，例如直流电动机、晶闸管供电电路、机械传动等，都是事先已确定了的，不可能随意改变。要实现直流提升机调速系统的计算机控制，首先遇到的就是设计问题。计算机控制系统的设计包括两个任务：其一是设计系统的硬件，其二是设计控制算法，即软件设计。前者是指选择系统各环节的电路和参数值，选择输入量的检测装置以及控制计算机的机种和接口等，使其与不可变部分（或称固有部分），组成一个完整的控制系统。后者则主要指确定采用的控制规律，选择各控制参数，并以程序的形式输入计算机。有关硬件设计内容在2.2小节中已经作了详细讨论，

2、本节将以电枢电流单向、励磁电流换向的直流提升机调速系统为例（如图2-3-1所示），讨论如何用计算机程序来实现直流提升机调速系统中电枢电流、转速、励磁电流的控制、可逆系统无环流控制以及触发脉冲的产生（即图2-3-1虚框里的功能）。图2-3-1电枢电流单向、励磁电流换向的直流提升机调速系统原理结构2.3.1直流提升机控制软件设计概述关于软件设计，即选择控制规律和控制参数，与模拟连续系统综合校正方法的步骤基本相似。在对连续系统进行综合时，设计者根据对控制系统稳态和动态性能提出的要求，在时域中即是对动态误差（或误差系数）、阶约响应的调节时间、超调量和振荡次数等的要求，在已知不可变部分的情况下，设计出系

3、统的校正，使系统的实际性能指标达到预期的要求。对于计算机控制系统，模拟校正装置由数字计算机代替，模拟校正装置担负的计算和控制任务将由计算机来完成。因此，选择校正装置的结构和参数的工作就转变为设计由计算机实现的控制算法和控制程序。在用模拟调节器对直流提升机进行控制时，各项控制是同时进行的。在用数字计算机实现上述控制时，由于计算机在任一时刻只能做一项工作，所以各项控制是分时进行的。计算机控制系统在实际上是一个混合系统，既可以在一定的条件下近似的看成一个模拟系统，用模拟系统的分析方法进行分析和综合，再将设计结果离散化，转变为数字计算机的控制算法。也可以把系统经过适当的变换，变为纯粹的离散系统，用Z变

4、换等工具进行分析和综合，直接设计出控制算法。下面简要叙述一下两种方法的基本设计思想。1、“模拟系统”设计法当采样频率足够高时，采样系统中物理量的变化特性接近于连续变化的模拟量，就可以忽略采样开关和保持器，把实际的采样系统看成是一个连续系统。这时就可以直接引用模拟系统的设计方法在S域中设计校正装置，在利用S域到Z域离散化方法求得校正装置的离散传递函数D(Z).采用“模拟系统”设计方法的根据是shannon采样定理：当采样频率大于或等于原信号中所含最高频率的二倍时，才能够通过理想的滤波器把原信号无畸变地恢复系统的特性。在实际的控制系统中，考虑到其他因素的影响，通常把采样频率选为原信号中最高频率的4

5、10倍，否则很难得到理想效果。用“模拟系统”设计方法求出校正装置以后还必须进行离散化处理，求得离散算式，由计算机实现控制运算。通常有下列几中离散化处理方法：（1）由传递函数D(S)求出对应的输出量和输入量的微分方程式，再用差分方程式代替微分方程，即可求得输出的离散化算式。例如已知 其对应的微分方程为 用U(n)-U(n-1)/T代替u(t),并设u(0)=0,则有(2)部分分式法。若D(S)可以写成部分分式的形式，即 则可根据拉氏变换与Z变换的关系查表求得D(z),即式中T是采样周期。由D(Z)即可求得离散算式。例如已知则 故得 (3)零极点匹配法时间域的采样操作，其效应是直接将S域函数的极点

6、根据公式映射到Z域。通常D(S)_的极点个数多于零点个数，我们可以把D(S)看成除有m个有限零点外，还具有n-m个无限零点，无限零点映射到Z平面时就位于Z=-1处。D(S)总可以通过因式分解成下面的形式，即根据上式将D(S)的零极点映射到Z平面，其转换关系是：或或 在Z=-1处加上足够的零点，使零极点数相等。2、“离散系统”设计法“连续系统”设计法把实际的离散控制系统视为连续控制系统，其实际性能指标与理论值必然存在差异，所以这种设计方法是一种近似的设计方法。而“离散系统”设计法，即直接在离散域中进行设计，避免了上述的近似性，从而也不再存在采样频率对设计结果的影响。有三种离散域的分析方法可以用来

7、对系统进行综合：（1）根轨迹法。即在Z平面内配置适当的零极点位置，使系统的性能指标达到预期的要求，从而求得D(S).（2）频率法。把综合或校正问题由S平面转换到W平面，由伯德图求得D(S).（3）解析法。用解析法对离散系统进行设计是50年代发展起来的一种设计方法，它的基本出发点是将期望的闭环系统的行为预先出来，再通过解析运算求出控制器的传递函数。2.3.2电枢电流控制算法在图2-3-1所示的电枢电流单向、励磁电流换向的直流提升机调速系统中，电流给定通常是转速调节器的输出，电流反馈信号经A/D转换获得。电流调节器根据给定与反馈信号的差值对晶闸管的控制角进行控制，从而实现对电枢电流的控制。用来实现

8、电流控制的算法很多，下面介绍常用的PI调节算法。 PI调节器的传递函数：其中Uk及E分别代表调节器的输出和输入，故输出的原函数则是离散化后第n拍的输出令，其中T是采样周期。代入上式可得 （2-3-4）当调节器参数Kp和以及采样周期已知后，就可以根据每一拍的电流给定与电流反馈之差e(n)，由上式计算这一拍的输出UK(n). 式(2-3-4)称为PI调节器的位置式算式，另外还有一种增量式算式。由式（2-34）可得n-1拍的输出是将上式代入式（2-34）可得 令 ,K=Kp+KI便可得到增量式算法的算式 （2-3-5）式中，W(n-1)是上一拍计算出的一个中间变量，从而Ke(n)则是本拍的计算值。

9、例如，已知Kp=1,T=0.002秒， 根据式（2-34）可得位置式算法为 根据式（2-3-5）可得增量式算法的算式为（1）PI调节运算的实现 图2-3-2是利用单片机按式（2-34）进行位置式PI调节运算的程序流程图。其中Ugi是电流给定量，Ufi是电流反馈量，UK代表调节器的输出，P 代表的比例部分，代表UK的积分部分，F0H和00H分别代表上限幅值和下限幅值，分别对应于晶闸管控制角a的最大值和最小值。 （2）采样周期选择 选择采样周期的依据是Shannon采样定理。对于一个闭环系统来说，它能够响应的输入信号中的最高频率就是它的闭环截止频率。设系统的闭环截止角频率为c，按照Shannon采

10、样定理采样周期T应该是T0.5c（秒） （2-36） 其中c的单位是周/秒。 电流环通常校正成二阶系统，由参考文献8 可知二阶系统的闭环截止角频率等于其中 = 称为无阻尼自然振荡角频率，K0是系统的开环放大数，Ti是电流环的小时间常数之和，是阻尼系数。 如果令0.707，即校正成最佳二阶系统，则有 代入式（2-36）则可求得采样周期为 （秒）例如，已知电流环小时间常数之和为Ti3.7毫秒，则(秒)图2-3-2 位置式PI调节运算的程序流程图（3）调节器参数选择1）PI调节器参数对控制性能的影响 比例控制Kp对系统性能的影响 对动态特性的影响：比例控制p加大，使系统的动作灵敏、速度加快；Kp偏大

11、时，震荡次数加多，调节时间加长；当Kp太大时，系统会趋于不稳定。若Kp太小，又会使系统的动作缓慢。 对稳态特性的影响：加大比例控制Kp。在系统稳定的情况下，可以减少稳态误差，提高控制精度，但加大Kp只减少误差，却不能完全消除稳态误差。 积分控制Ki对控制性能的影响对动态特性的影响：积分控制Ki通常使系统的稳定性下降，Ki太小，系统将不稳定；Ki偏小，系统震荡次数较多；Ki太大，对系统性能的影响减少。当Ki太大，积分作用太弱，以至不能减少稳态误差。2）PI参数整定调节器的整定乃是一项烦琐而又费时的工作。由于用“模拟系统”设计法，所以动态参数的选择方法与模拟系统相同。电流环的动态结构如图2-33所

12、示 图2-33 电流环动态方框图图中Tf是反馈回路的滤波时间参数。当用计算机进行PI运算时，从读入给定信号和反馈信号到输出Uk需要一定的时间（包括A/D转换时间和数据处理计算时间）。这相当于在前向通道中增加了一个延迟环节。通常延迟时间远小于控制对象的大时间参数Ta，因此在计算Ti时应增加一项，其值等于采样周期T。 图2-34 电流环等效方框图对图2-33进行一些变化，可得到图2-34所示的等效方框图。图2-34是一个单位反馈系统，据此便可确定调节器的动态参数Kp和。若按典I系统进行校正，并令0.707，则由参考文献【9】可知 （2-38）其中， 例如，已知电枢回路电磁时间常数Ta0.01秒，晶

13、闸管输出电压Ud与Uk比值Ks1伏/字，电枢回路总电阻Rs0.5欧姆，反馈系数 1.2字/安，晶闸管延迟时间常数Ts0.0017秒，反馈回路滤波时间常数0.001秒，采样周期T0.002秒，则由式（2-38）可得=0.01秒, KP=0.4虽然，可用上述设计方法来实现求出调节器的参数，但是这种方法本身基于一些假设和简化处理，而且参数计算依赖于电机参数，实际应用时，依然需要现场的大量调试工作，针对这种情况，近年来国内外在数字PID调节器参数的工程整定方面做了不少研究工作，提出了不少调节器参数整定的方法，如扩充临界比例度法、扩充响应曲线法经验法、衰减曲线法等，都得到了一定的应用。下面再介绍一种简单

14、易行的整定方法-归一参数整定法。由PI算式可知，调节器的参数整定，就是要确定T、Kp、和，为了减少在线整定参数的数目，根据大量实际经验的总结，人为假设约束的条件，以减少独立变量的个数，整定步骤如下：选择合适的采样周期T，调节器做纯比例Kp控制。逐渐加大比例控制Kp，使控制系统出现临界震荡。由临界震荡过程求出相应的临界震荡周期Ts。根据一定的约束条件，例如取T=0.1Ts、0.5Ts，对三个参数的整定简化成了对一个参数的Kp的整定，使问题明显简化了。2.3.3 转速控制算法 在提升机调速系统中，转速是主要的被控制量。在图2-3-1中，在进行转速控制时，为了限制电枢回路的电流，存在着一个大输入信号

15、下的恒流加速问题，所以要求转速控制运算具有非线性特性。用来进行转速控制的算法很多，从系统的结构上可分为多环结构和单环结构（即只有转速闭环）。在控制方式上一般都把大信号输入的恒流加速过程与稳定运行分开控制，而且采用不同的算法。用得最多有：双闭环结构的具有饱和限幅的PI调节算法；双闭环结构的积分分离的PI调节算法等，下面分别叙述。1、双闭环结构的PI调节算法与连续控制系统相同，系统亦有两个闭环，即电流闭环和转速闭环。由于转速环的过渡过程时间与电流环相比要长得多，所以转速环通常都按“模拟系统”设计法综合调节器参数，用数字控制器代替连续系统的模拟调节器。系统的工作过程也与连续系统相同，即电流调节与转速

16、调节分别进行，转速调节器的输出即是电流调节器的输入。转速调节器的输出要设置限幅，其限幅值对应于电动机的最大电流值，在大信号输入时，转速调节器输出限幅值，转速环开环，只有电流调节器起作用（如图2-3-1所示）。在综合调节器参数时，电流环通常校正成典系统，转速环校正成典系统，并且取中频宽度h=5【9】。在选择转速环的采样周期时，由于转速闭环的截止角频率c不易求得，而c与开环截止角频率o比较按近【8】，所以在实际应用中可以用o代替c。 当中频宽h=5,开环截止角频率为其中Ti是转速环的小时间常数之和。设电流环的小时间常数之和为Ti，转速反馈回路的滤波时间常数为T0，则由参考文献【9】可知 Tn2Ti

17、T0按照Shannon采样定理，采样周期T应为 （2-3-19）例如，已知采样周期的最后确定还应该考虑测速的方式，例如当采样脉冲发生器检测转速时，应尽可能使采样周期与测速周期相等以简化结构。PI调节运算的程序与图2-32所示电流环PI调节运算的程序结构完全相同，只要在图中把Ugi换成Ugn，把Ufi换成Ufn就行了，与模拟控制系统相同，由于转速调节器的限幅，所以过渡过程存在饱和超调。2、积分分离的PI调节算法 所谓积分分离是指，当转速给定与转速反馈之差 eUgnUfn小于某一数值时，采用上文介绍的PI调节算法,而当e=时不再进行积分运算，即把积分运算分离出去。这样做的目的是为了减小转速的饱和超

18、调，因为常规的PI调节器在大信号输入时（例如启动和大幅度变速时）积分运算的时间很长，输入信号很大，调节器的输出很快就达到限幅值，因而饱和超调将很大。当采用积分分离的PI调节运算后，积分运算和超调将很大。当采用积分分离的PI调节运算后，积分运算的输入总小于，而且仅在过渡的一部分时间内起作用，所以积分输出将小于饱和值，这样就有效地减小了转速超调，甚至可以达到无超调。当积分被分离以后，即在e=的范围内如何进行调节运算可以有两种办法：一种是进行比例运算，另一种是直接输出限幅值。前者适用于Kp较大的场合，当Kp比较小时可以采用后一种方法。下面讨论的值如何确定。在e的范围内，Kp*e使速度调节输出饱和(或

19、直接输出饱和值), 在e=0.2Ugm以后才转变为PI调节运算。值得说明的是在积分分离后不是进行P调节，而是直接输出限幅值，那么在e时，即转入PI调节运算时，Ugi可能发生突跳。在实际应用中可以用改变的大小的方法来消除这个跳变，使两种算法很好地衔接起来。图2-310是积分分离的PI调节算法的程序流程图。其中PI调节运算与前述相同，即在图2-32中把与电流有关的变量换成与转速有关的变量就行了。 图2-39 提升机启动过程波形2.3.4励磁电流控制在图2-3-1所示的电枢电流单向、励磁电流换向的直流提升机调速系统属于既调压又调磁的调速系统，除对电枢电流和对转速进行控制外，还要对励磁电流进行检测和控

20、制。在这种系统中，励磁回路通常由单独的晶闸管整流电路供电，励磁电流检测也采用交流互感器进行。约在图2-3-1中，电枢回路是典型的双闭环结构，利用测速发电机进行转速反馈，利用交流互感器实现电枢电流反馈。励磁回路由晶闸管整流电路供电，励磁电流控制由比例放大环节，无环流逻辑切换、PI调节和数字触发四部分程序构成，在电流给定斜率调节器输出为正极性情况下,其输出送比例放大器放大4倍。这说明电枢回路电流为25%左右时,磁场电流即达到额定激磁电流,这样磁场响应会快一点。比例放大器的输出送到磁场无环流逻辑切换器,其极性为负极性。磁场切换输出送入磁场电流调节器,保证磁场电流给定值为负值，同时磁场切换器的输出还分

21、别送到磁场可控硅装置脉冲触发通道,使一组桥导通,另一组桥处于封锁状态。 图2-310 积分分离PI调节程序图在磁场电流调节器输入电流给定信号后,由于磁场回路的电磁时间常数很大，磁场电流建立的很慢,也就是磁场电流负反馈建立的很慢,这样使电流调节器输出很快达到限幅值,使磁场电压很高,强迫磁场电流快速建立,提升系统采用磁场换向关键问题是要解决磁场电流建立的速度问题,建立的快慢决定了提升系统换向死区,即失控区。一般要求失控时间不大于1秒,而正常情况下磁场电流建立时间要23秒,消磁也要23秒,这样换向失控时间可能达到46秒,这是提升系压倍数太大电机往往不允许,因此励磁电流控制必须采用约4倍强励电压，这样

22、电流调节器开始时就输出限幅值,磁场可控硅工作在min状态。在励磁回路中，当略去晶闸管的延迟后，控制对象是一个一阶惯性环节，所以可用积分调节器进行控制，使励磁电流闭环成为稳态无差的二阶系统。采用积分调节器励磁电流环的方框图，如图2-318所示。如果取x0.707，即校正成最佳二阶系统，则根据参考文献9有：故 （2-330）上式离散化以后便可得到积分调节器的位置式算法 （2-331）还可以得到他的增量式算式 （2-332）图2-318 励磁电流环的方框图例如，已知Kl1伏/字，Rl32欧姆，Tl0.4秒，g32字/安，则由式（2-329）可得采样周期选取的依据仍然是香农采样定理，参考公式（2-36

23、）可得励磁电流环的采样周期T为 （2-333）在实际应用中采样周期可以选得小于这个计算值，以便获得更好的控制效果。例如Tl0.4秒，算得T0.28秒，实际上可取T0.05秒或更小。2.3.5无环流控制在图2-3-1中，励磁电流的换向控制是由无环流逻辑控制环节来完成的。其软件设计应包括以下内容：（1）先判断励磁电流是否过零 若励磁电流（由Ufi反映）大于限幅电流的2，认为励磁电流不为零，逻辑电路将不得翻转，就不必进行逻辑运算。若电流小于限幅值的2，就认为励磁电流为零，可以进行下述的逻辑运算。（2）判断转矩极性 根据速度调节器的输出值UASR极性可以判断拖动系统期望的转矩极性，根据这个极性确定开放

24、哪一组的脉冲通道，若本次采样UASR极性与上一次采样极性相同，且UASR极性为正，应开放正组桥UF的脉冲通道，封锁反组桥脉冲通道。若本次采样极性与上次采样极性不同， 且|UASR|0.02UASRMAX,则需进行逻辑切换。若本次采样极性虽与上次采样极性不同，但|UASR|0.02UASRMAX,，则不需进行逻辑切换，仅需根据UASR极性确定开放哪一组脉冲通道。（3）延时封锁控制 若本次采样UASR极性与上次采样极性不同，且|UASR|0.02UASRMAX，则需极性逻辑切换。逻辑切换控制的第一步是极性延时封锁。延时封锁的时间t1约为6ms左右，延时t1后封锁原工作桥的脉冲。在延时封锁期间，要封

25、锁脉冲，同时令Ucts0。t1由两次同步中段信号实现。 （4）延时开放控制 t1之后开始第二级延时，延时开放时间t2约为3ms，亦由同步中断信号实现。延时t2后开放另一组的触发脉冲。 实现无环流逻辑切换的程序流程图如图2-330所示。2.3.5 数字触发器原理如图2-3-31所示。Ua经滤波电路后产生30的相移，F点电压比 Ua滞后30度，N1的输出电压为宽度180度的方波，经单稳电路后得到1号桥臂(+A相)触发电路的同步信号Us1.Un1经非门电路后再经单稳电路得4号桥臂（A相）触发电路的同步信号Us4。其他两相的同步电路同A相。对于三相可控整流电路，触发延迟角a的理论移相范围是0度180度

26、。对于可逆整流电路，由于有min的限制，通常要求a的移相范围为25度155度。在图2-3-32中，Us1的上升沿刚好对应于A相的自然换相点，也就是对应于a的起算点。 图2-330 逻辑切换程序流程图1 、移相控制对于由计算机构成的数字触发器，通常采用定时器进行移相控制。其基本方法是：把计算机得出的触发延迟角a换算成对应的时间，从自然换相点开始用定时器进行延时，只要延时时间一到，即向晶闸管发出一个触发脉冲，使其导通。改变定时器的时间设定，就可以改变延时时间，从而方便地实现整个移相范围内的移相控制。用定时器对触发延迟角a定时的方法很多，人们追求的指标是：较小的角/字当量；占用CPU的时间短，尽量减

27、少硬件，尽量减小移相控制的失控时间等。图2-3-30 数字触发器硬件构成在图2-3-30所示的系统中，由定时器1（8098的T1）实现移相控制。对于8098单片机，用机器时钟作为定时器1的计数脉冲。若晶体振荡频率为12MHz，则机器周期Tb为1s。那么移相控制的角/字当量为 对于触发延迟角a的时间常数Ta称为定时角，Ta为Taa/由于为常数，所以Ta与a成正比。触发电路的控制电压Uct为电流调节器的输出电压。触发电路的移相控制特性通常如图2-3-32所示。当Uct为Uctmax时，a为最小角amin，当Uct=0时，a为最大角amax，此角对应于最小触发超前角。对于可逆调速系统，要限制min，

28、也就是要限制amax. 图2-3-31 同步电路波形分析当电流调节器为数字调节器时，其输出量用数字Ucts表示。Ucts的每个字（用十六进制表示）代表的移相角为。图2-3-32 触发器电路移相控制特性若amax=155度，最大定时角Tamax为Tamax=amax/=155度/0.018=8611=21A3H定时角与Ucts的对应关系为Ta=Tamax-Ucts=21A3H-Ucts根据数字电流调节器的输出Ucts，就可以求出与a成正比的Ta.同时也可以看出，当数字电流调节器的限幅值Uctmax=21A3H时，a=0度。若要限幅制amin,即可通过限制Uctmax来实现，也可以通过限制Tami

29、n来实现。若要通过限制Uctmax来实现，则Uctmax=21A3H-Tamin若将上述的时间常数（即定时角Ta）装入定时器1之后，Uct发生了变化，对本相触发电路已不能改变a，由于装入的时间常数Ta较大（对应0度180度）,延时较长，所以失控时间较大。同时，按定时角180度进行移项控制，六相移相控制器必须有三个CTC通道来实现，所需硬件较多，改进的措施是采用定时角最大为60度的移相控制方案。定时角最大为60度的移相控制方案的思路是：将触发延迟角a的0度180度移相范围等分成三个区间，每个区间的移相范围最大为60度。在这个区间最大定时角Ta也减小为1/3。因此，六相移相控制可以共用一个计时器。

30、那么，在这个60度移相范围内，当计数器计时到零后究竟想哪一个晶闸管输出触发脉冲呢？在确定相序的前提下，主要由两个条件来决定：一是由控制运算得出的a角的数值Ta范围，二是哪一相的同步中断信号。（1）触发脉冲的判断 根据同步中断信号和与a对应的定时角Ta的范围判断输出那一相触发脉冲，其根据是建立在下述对移相控制原理的分析。分析方便，可先对模拟触发器电路进行分析。假设触发器的同步电压为锯齿波，六相锯齿波如图2-3-33b所示，分别为uaTu_cT,锯齿波的起点对应于a=0度，且在此处产生同步中断信号Us1Us6. 若Uct较小，使a的移相范围小于60度，例如Uct=Uct1时，a1=60度，则在一个周期的6个移相控制的交点处输出的触发脉冲的波形如图4-9d所示。在响应Us1中断信号时移相控制后的输出脉冲应为1号，考虑双窄脉冲的要求，同时应对前一相补一个6号脉冲。若Uct增加到使a的移相范围在60度120度之间时，例如当Uct=Uct2时，60度a120度，在一个周期的6个移相控制的交点处输出的触发脉冲波形