(整理)射频同轴连接器设计.

1、精品文档降低LQ型射频连接器电压驻波比的研究李明德【摘要】LQ型射频密封连接器，主要用在大、中功率米波电视天馈系统连接电缆传输电 视信号。其电压驻波比（VSWR在。1GHz频率范围内为1.071.10 ,不能满足分米波电视 的要求。本文对目前国内流行的 LQ型连接器的双支撑、外衬式、内衬式三种基本结构，做 了具体分析。找出了多支撑、多阶梯、多介质是影响VSWR勺主要因素，并进行了改进。新设计的LQ型连接器，不仅保持了原有各种性能，且大大降低了VSWR使在01GHz频率范围内，VSW时1.031.05 ,满足了分米波电视天馈系统的需要，达到了目前国际上同类产品的水平。一、引言LQ型射频密封连接器

2、，主要用在大、中功率米波电视天馈系统连接主、分馈电缆传 输电视信号，或用于其它通信设备。连接器上备有充气孔，供电缆充入干燥空气或惰性气 体，达到密封防潮保持电气性能的目的。特性阻抗分为50和75两种。为了满足广播电视事业发展的需要，在七十年代末和八十年代初我国陆续研制了一系列米波段LQ型射频密封连接器，至今仍在使用。其主要电气性能如表1。表1产品系列型号特性阻抗Q抗电强度V绝缘电阻M QVSWR0 1GHzL27Q50; 753000>10000< 1.10L36Q50; 754000>10000< 1.10L52Q50; 757000>10000< 1.1

3、0随着广播电视事业的发展，迫切需要发展我国的分米波彩色电视系统，使其接近或达 到目前国际上同类产品水平。对于射频密封连接器，分米波段与米波段的主要区别是适用 频率范围不同，对VSWR的要求不同，其它性能两者类同。 分米波电视天馈系统对射频密 封连接器的要求是在 01GHz频率范围内，电缆组件具有低VSWR性能，即短段电缆（约50cm）配接一对连接器和一对测试用转接器，其VSWR w 1.05。米波段LQ型连接器VSWR最低才达1.07,显然不符合要求。但是其螺纹连接的接口型式，由于连接方便、接触可靠、性能稳定，仍为一种比较好的连接结构形式，在国外也广为采用。对此，如何降低LQ型连接器的VSWR

4、 ,使其满足分米波电视天馈系统的要求，成为必须解决的主要问题。分米波密封连接器，由于工作频率的提高， 精确地进行设计是必要的，要降低VSWR,按照射频连接器的设计原则应满足以下要求：1 .保持特性阻抗的均匀性。即在同轴传输线的每一个横截面上，尽可能地保持特性阻抗等于标称阻抗，例如 50 Q e2 .尽量保证阻抗的连续性。对于每一个不可避免的特性阻抗的不连续，都要进行补偿。3 .尽量缩短同轴传输腔体的“尺寸链”。以减少机械公差对电气性能的影响。二、现行LQ型连接器的结构及其对电压驻波比的影响1 .现行LQ型连接器的结构综合目前国内LQ型射频密封连接器的结构设计，略去连接结构，电缆夹紧装置、充13

5、的结构形式。它决定气密封结构，由内外导体组成的同轴传输腔体的结构可简化如图 了连接器的VSWR和其它电气性能。, E'1.绝缘支撑2.外衬套外衬式结构1.绝缘支撑12.绝缘支撑2图1双支撑结构1.绝缘支撑2.内衬套图3内衬式结构精品文档2 .结构参数偏差对电压驻波比的影响根据同轴传输线理论，其特性阻抗为:60Z=TTT ln£ r、外导体内径D由(1)式可见，特性阻抗Z的数值取决于绝缘介质的相对介电常数以及内导体外径 do在加工制造过程中，由于环境、技术、材料本身诸因素，内外导体直径D、d、相对介电常数e r总会出现一定的偏差，当 D、d、e r三参数偏差(、Ad、e r)较

6、小时，特性阻抗的偏差可用下式表示:60/ . ：D . dD、；D d 2T d(2)由于这些偏差是机遇性的，因此服从正态分布规律:：z 2_ 2,z 2 _ 2.：z 2_J) J ( 4 (2) 二式中：bz 特性阻抗的均方根偏差值；等效介电常数均方根偏差值;bd 内导体外径均方根偏差值；（T D外导体内径均方根偏差值。dDr D以L27Q型射频密封连接器为例（单位mm）:D=18; d=5.5; er =2.05则：（7 ）2=147；）2=58；（肾）2=5.4C s rc dc D由此可见，绝缘介质的相对介电常数£ r对特性阻抗影响较大，内导体的外径d影响次当内导体直径偏差

7、 d=±0.03、D=±0.05、 £ r= ±0.04时，特性阻抗的均方根偏 差值为：（rz=0.55Q该处对VSWR产生的影响由下式决定： Z(4)VSWR=1+ | 将特性阻抗均方卞偏差值代入（4）式0 55VSWR=1+ 0505 =1.011由（3）式及以上分析可见，要降低VSWR ,就要减少决定特性阻抗的尺寸公差的数量和 避免使用或少用绝缘介质材料。3 .绝缘介质材料的影响(5)根据公式（1）,当绝缘介质为空气时，特性阻抗为：Z 空=60ln 二 d精品文档如图2图3所示，当传输腔体为复合结构时，其相对介电常数由下式决定:lnD d1Di；i

8、 Di j图2图3中复合结构由聚四氟乙烯（PTFE）衬套和空气组成，因而其相对介电常数为lnindlnD d i di代入（1）式得:(6)Z 复=60、/in鼻+，ln=、/indj d e r di d其中：Di为绝缘衬套的外径；di为绝缘衬套的内径由公式（1）、（5）、（6）对比可见，对于特性阻抗 Z,空气介质时结构参数影响因素最少（2个），内外导体间充满 PTFE时影响因素次之（3个），复合腔体时（空气和PTFE）影响因素最 多（5个）。由（3）式见，影响因素越多，对特性阻抗影响越大，导致 VSWR性能越差。从整体结构分析，在图1中，已有绝缘支撑1支撑定位，无需再设绝缘支撑2。绝缘支撑

9、2的增设不仅增多了相对介电常数的偏差带来的影响，还带来了其它尺寸公差的影响。图2图3所示结构，由于绝缘衬套的附加，也增多了影响特性阻抗的因素，失去了作为阻抗基础的完全空气介质段，增大了VSWR。4 .补偿不当带来的影响在图1中，沿O。/轴向看，从接口部到配接电缆处，内外导体上各有A B C E F G和A，B/ C/ E，F，G/六个阶梯，由于阶梯产生的不连续电容，对特性阻抗亦产生影响。从整体结构看，AAM EE，阶梯是可避免的，应去掉，视绝缘支撑2为不当，则阶梯 F，G，亦可减少，从而减少由于阶梯产生的不良影响。在连接器与电缆的配接处，连接器内外导体均是表面光滑的铜导体，而电缆的外导体 为皱

10、纹铜管，内导体有的是直铜管，有的是皱纹铜管，内外导体间为聚乙烯螺旋支撑，因 此在连接器与电缆的配接处，不仅存在着导体直径的突变，而且存在着导体结构型式、介 质结构型式的变化，需要对此进行补偿。在图1、2、3中如果把绝缘支撑 2,绝缘衬套理解为采取的补偿措施的话，分别切割补偿段与切割电缆所获的截面结构如图47。精品文档精品文档图4双支撑结构截面图5外衬式结构截面图6内衬套式结构截面图7电缆截面其介质所占腔体截面面积的比例如表2:表2图别4567介质所占腔体截面积比例100%40%12%7%由表2所见，图4、5、6与图7电缆截面结构相比，不仅结构型式仍有差别，而且介质所占腔体截面积的比例仍差别较大

11、，因而未能起到补偿作用。应谋求新的补偿措施。三、分米波段LQ型连接器的设计根据以上结构分析，针对图13所示结构存在的问题，按照设计原则，对分米波段LQ型连接器进行设计，设计方案如下：1 .采用单支撑结构；2 .去掉不必要的阶梯。如图 1中的AAM FF，；3 .去掉绝缘衬套。如图 2、图3中的内外绝缘衬套；4 .保留一定长度的空气介质段；5 .对连接器与电缆的配接处进行适当的补偿过渡设计。1绝缘支撑2补偿环图8新设计的结构由公式Z=60lnd可见，空气介质段对特性阻抗的影响因素最少（2个），因而也最符合各项设计原则。在设计中尽量扩大空气段所占整个传输腔体的比例，作为连接器标称阻抗 的基础，“压

12、缩”其它因素对传输线特性阻抗的影响，降低VSWR。在连接器与电缆的配接处，选择以连接器和电缆的两内导体直径尺寸接近，电缆皱纹外导体的平均外径为参考，设计一个PTFE补偿环，再经实验对尺寸进行修正，经验证这精品文档精品文档种方法是可行的，效果是明显的。综上所述，传输腔体结构设计如下图：以图8结构为基础，再完善其它结构如连接结构、充气密封结构、电缆夹紧装置，以 L27Q-J为例，新设计的分米波段射频密封连接器如图9。精品文档图9 L27Q-1型射频密封连接器四、试验结果与讨论以L27Q为例，分别取原国产 L27Q产品和新设计L27Q各一对，各配接一短段SDY-50-17-3型低衰减低驻波比射频同轴

13、电缆，用同一对 N/L27型转接器在同一台进口的 6409标量射频网络分析仪上做对比测试，测得的回波损耗曲线如图10。Wdtfu/ao'步帮曹书少同siiJu:j IL1 I I 工I彳频率（xlOOmHz）图10新旧L27Q型连接器回波损耗曲线对比由测试曲线看，在 0500MHz范围内，回波损耗由原来的 -28dB降为-46dB ,换算为 VSWR为1.08降为1.01,在500MHz1GHz范围内，由原来的-29dB降为-33dB,换算为 VSWR为1.074下降为1.046。满足了分米波电视天馈系统在01GHz范围内，电缆组件VSWR w 1.05 的要求。五、结论结构分析和重新

14、设计实验验证表明：在射频连接器结构设计中，应避免不必要的阶梯，传输腔体应有标准阻抗空气段，减少不必要的绝缘支撑和绝缘介质，且对连接器与电缆的 配接处应进行过渡补偿，这些都是降低VSWR行之有效的措施。LQ型射频密封连接器经过重新设计完全可以满足分米波电视天馈系统的需要。精品文档参考文献1研制精密同轴标准与元件的某些基本设计原则I.E.E.E Trons MTT-14No.1 1966.1P29-392同轴式TEM模通用无源器件郑兆翁编著人民邮电出版社1983年版P115弯式射频同轴连接器的补偿方法韦开河【摘要】介绍关于弯式L16型射频同轴连接器的补偿设计。这个设计是将连接器弯曲部分 的内导体采

15、用等直径过渡，对绝缘介质90。尖角处按体积比例要求进行最佳切割；使该阻抗连续，得到补偿。采用这种补偿方法制造的弯式L16型同轴连接器，在频率达10GHz时，电压驻波比为1.5（max）。本方法亦适用于 N型直角射频同轴连接器的设计。一、引言解决弯式L16型射频同轴连接器阻抗不连续问题；研制、生产出具有低电压驻波比 （VSWR）特性的产品，满足宽频带微波传输设备的需要，是设计中需要解决的问题。早在1968年前，国外对N型直角同轴连接器（弯式L16同轴连接器结构与之相同，仅相配螺纹为公制螺纹）的阻抗不连续的补偿问题进行了较多研究。对介质表面电镀银作为弯式连接器的外导体的延续；并通过实验最佳除去镀银

16、层，实现弯角处阻抗不连续的补偿。 也有用电缆介质芯子和金属衬垫（或用导电微粒的环氧树脂 ）作外导体的延续，实现补偿的目的。也许是工艺制造问题，这种新型直角同轴连接器至今还没有商品销售。1986年，国内行业质量评比， 弯式L16型射频同轴连接器的电压驻波比，评比结果不好，大多数厂家均未达到部标要求（在频率达到10GHz, VSWR已大于1.5）。如何解决这一问题，尽快生产出具有低电压驻波比特性的弯式L16（或N型直角）型同轴连接器，目前还未见报导。本文介绍的关于弯式同轴连接器的补偿设计方法，是根据同 轴传输线的原理，采用直角弯曲等直径过渡；同时，应用同轴线的特性阻抗与介质占空比 例有关的原理，通

17、过最佳切割90。介质尖角，实现阻抗连续，达到补偿目的。并给出电压驻波比测试的结果。二、分析与改进1 .弯式L16型同轴连接器弯角处特性阻抗不连续的原因有：（1）直角弯曲处采用内导体直径变细的方法弯曲过渡；特性阻抗在外导体内径不变的情况下，随内导体外径的减小而升高。造成线上阻抗不连续。（2）绝缘支撑（介质）直径在90。弯角处其截面呈椭圆状，长轴直径加大，此处出现高阻抗，阻抗偏差大。根据公式VSWR=1+ | 可以看出阻抗偏差 Z值越大，电压驻波比也越大。fo190.8;(D d)精品文档(3)弯式L16型同轴连接器存在一个最低截止频率，根据公式截止频率它的单位为 GH%在弯角处该连接器的截止频率

18、为10.2GHz,低于标准规定的测量频率(11GHz),当测量频率达11GHz时，电压驻波比超过标准规定。2 .对阻抗不连续的补偿方法有很多。根据文献资料介绍有下列几种方法：精品文档Z=50QD外导体内径d内导体外径0.05D图1弯头外导体内表面切割一外导体内径内导体外径 =0.2D图2弯头内导体弯角切割Z=50D d金属村里图4最佳除去镀银层的弯头结构图三、试验结果与讨论外导体介质中心导体5内导体等直径弯曲90°介质切割结构取改进前和改进后（采取补偿设计）的弯式L16型射频同轴连接器各4 对，按 SJ2331-81图3用金属衬垫（含金属微粒 环氧树脂的）弯头结构以上各种补偿方法由于

19、受到结构和工艺条件限制，生产中还没有见到应用。根据同轴线的设计原理，为消除弯式 L16型同轴连接器弯角处阻抗不连续，现采用内导体等直径弯曲过渡，克服表面形状突变；并利用特性阻抗公式 Zo产.60 lnDWx（ er-1） d中特性阻抗与介质占空比例有关的原理，在外导体内径D、内导体外径d不变的情况下，改变介质（聚四氟乙烯介质）的总体积比例X值，通过计算和实验选择最佳X值为0.42,实现弯角处特性阻抗连续。（图5）精品文档精品文档射频连接器电压驻波比测试法准备样品，进行测试。测量数据和绘制的电压驻波比与 频率关系曲线见表1、2和图6、7。从试验结果看出，采用内导体等直径弯曲过渡并对 90。介质尖

20、角进行最佳切割，使介质占空比例达到阻抗连续的规定值从而实现补偿。用扫频测量法测得电压驻波比值比传统的点频法测得的数据偏大。这是因为扫频法对带电缆段的被测样品，在测试时测试频率的电长度因电缆长度不同而带来误差。点频法测量可以校正测试频率， 克服电缆长度误差影响， 使测量结果能反映出被测样品的实际情况。表1 改进前L16-JW5与L16-KF5电压驻波比测量数据GHz) vswRx'10.069.18.017.126.075.054.052.981.9250.990.5Fs=1.021.021.021.0251.021.021.0151.0151.021.021.0211.701.701.

21、552.302.202.001.501.551.271.201.1421.701.801.652.302.00>21.551.531.281.101.531.501.851.702.202.20>21.621.501.281.201.1441.651.801.652.202.30>21.451.451.301.191.16（FS 系统剩余电压驻波比）表2改进后L16-JW5与L16-KF5电压驻波比测量数据F(GHz)VSWR10.028.988.047.086.045.074.03.0052.0031.020.5Fs=1.0151.021.021.031.011.0251.

22、0251.031.021.021.0211.51.181.421.221.161.421.091.121.211.081.0821.241.311.341.111.191.341.081.081.261.111.0931.451.171.401.141.101.401.151.031.2171.101.0941.361.091.361.221.201.361.201.111.181.181.13注：使用的仪器及设备：XB28A标准信号发生器。XB7标准信号发生器。XB 9A标准信号发生器。XFL 68信号发生器。TC8D同轴测量线。TC-35同轴测量线。精品文档精品文档A 没有补偿的样品B 补

23、偿后的样品6 弯式 L16 射频连接器补偿前后点频法测量电压驻波比曲线精品文档精品文档精品文档对 L16-JW51、2、8757A8350B3、4、扫频网络分析仪扫频振荡器10MHz 18GHz 电桥10dB隔离器与L16-KF5扫频测量电压驻波比用仪器、设备:85027C8491B四、结束语经过多次试验和小批量生产考验，关于弯式L16型射频同轴连接器的特性阻抗不连续的补偿，通过采用对内导体等直径直角弯曲过渡，并对90。介质尖角进行最佳切割可以实现。试验表明，这种补偿可使弯式 L16型同轴连接器在频率达 10GHz时，电压驻波比（VSWR） 不大于1.5。补偿方法适合批量生产。参文考献1 AL

24、EXANDER R. BRISHKA: A NOVEL ANGLE CONNECTOR. SEALECTRO CORPORATION MAMARONECK, N. Y . 10543.2张方英编天线及馈电设备北京科技教育出版社1961.7.3无线电工程译文 1971.2.介质切割法在射频同轴连接器中的应用韦开河【摘要】本文介绍介质切割法用于同轴连接器的介质绝缘支撑的最佳切割（设计），以扩展其工作频率范围；并用来补偿因设计和制造原因出现的阻抗不连续。凡有绝缘支撑的同轴连接器，均可采用这一方法进行最佳切割（设计），获得满意的电性能。实现优化设计的目的。【关键词】同轴连接器 支撑设计介质切割法一、引

25、言用于各种宽带微波通信设备的同轴连接器，通过缩小内、外导体直径来扩展工作频率 范围的办法，已不能满足要求。近几年来，国外有文章报导，用改变同轴连接器内绝缘支撑的介质体积比例1,减小它的有效介电常数，用这种办法进行宽频带绝缘支撑、宽频带耐高温及耐辐照绝缘支撑与 毫米波段绝缘支撑的设计。本文提出的“介质切割法”的原理、阻抗不连续的补偿的理论依据，以及应用计算和 实验测量曲线，在生产中得到验证，可供参考。二、原理介质切割法是应用同轴传输线中，有绝缘支撑的介质的有效介电常数与其体积比例有关，支撑段的截止频率与等效介电常数成反比的特性2,减小介质（固体介质）支撑的占空比例，可以获得较小的等效介电常数值。

26、从而达到拓宽工作频率范围的目的。同理，固体 介质绝缘支撑体积比例的改变，影响着支撑段的特性阻抗。最佳切割（设计），可以使阻抗不连续部分变得平滑，得到补偿 3。三、应用与计算介质切割法用于射频同轴连接器中介质绝缘支撑的设计。公式： y 1 （D+d）兀x,190.8或fc= - 表明，同轴线的外导体内直径D与内导体外直径d已定，将绝缘支撑切割成与空气介质混合使用，获得较小的（接近于空气的）等效介电常数实现、提高截止频率fc （或缩小入C）的目的。应用介质切割法最佳切割（设计）不同形状的绝缘支撑，其等效介电常数的计算见表 1。表1不同形状的绝缘支撑等效介电常数计算表支撑形状1 ln £

27、1应用公式D2 lnd备注固体介质 与空气混 合使用DD2.+ln 、dDi5=（同上）DD2D3e 2 e 31nq + e 1。3 D + 81 * 之卜五i = £ 1P+£ 2（1-p）VP=Y息V介-固体 介质体 积"e 1P+e 2（1-P）V p=Y总V介-固体 介质体 积D3£ 1 £ 2 £ 3ln 续表1序 号支撑 形状图例应用公式备注415 c一V孔”（口-1）正£ 1-固 体介质 介电常 数4轮 毂形1M5直 角形£3/14Y Z7一60,. D1+P( S 1-1)d乙一特性 阻抗 单位：

28、欧 姆V介一固 体介质 体积精品文档1 .宽频带耐高温、耐辐照绝缘支撑的切割（设计）耐高温、耐辐照绝缘支撑，通常采用熔凝硅、康宁玻璃1723#等材料，这类材料介电常数e偏高（e =3.78）。这将使支撑段的截止频率变低。在保证有足够机械强度的前提下， 应尽量减少支撑材料。用介质切割法设计支撑呈星形或轮辐形。截止频率达到12GHz时，电压驻波比V 1.3。2 .宽带绝缘支撑的切割（设计）新开发的特性阻抗为 75的1.6/5.6 系列同轴连接器，在反射系数 rw 0.1时，最大 工作频率为1GHz应用介质切割法原理，“支撑”设计呈星形。在基本结构相同的情况，r<0.1的条件下，频率达到 10

29、GHz支撑形斗犬见表1序号6所示。3 .毫米波段绝缘支撑的切割 （设计）毫米波段的同轴连接器，截止频率高达40GHz以上。“支撑”分界面上，反射尽可能小。 全固体介质支撑，不能满足要求，应用介质切割法，最佳切割（设计）绝缘支撑，能获得理V想的效果。公式：S = £ -（ £ -1）,在介质材料选定时，改变（切割）介质体积比例（即固 V体介质挖孔体积 V孔/总体积）可获得需要的等效介电常数©值。支撑厚度 LW入C/4 ,取L=1.5mm,反射最小。毫米波段支撑形状见表1序号4所示。4.直角连接器绝缘支撑的切割 （设计）直角连接器的绝缘支撑，通常采用两件带45。斜角的

30、绝缘支撑，对接成 90。角过渡。弯角处固体介质增厚，阻抗增加，破坏了连接器特性阻抗的连续。用介质切割法，最佳切 割支撑尖角处介质，使阻抗平滑过渡，反射减小，提高尖角处截止频率，获得低的电压驻 波比。直角连接器的绝缘支撑的最佳切割（设计）形状见表1序号5所示。四、结果与讨论精品文档精品文档精品文档宽带耐高温、耐辐照同轴连接器的绝缘支撑，用介质切割法切割（设计 ）成星形或轮辐形支撑，将康宁玻璃类介质的介电常数e （等于3.78 ,变换成等效介电常数 1.93计算值）。该值的降低，使支撑段的截止频率达到12GHz电压当波比SW 1.3。新开发的1.6/5.6系列宽带同轴连接器的绝缘支撑，用介质切割法

31、切割（设计），将最大工作频率达 1GHz反射系数w 0.1的第二代产品，进而发展为最大工作频率达10GHz反射系数w 0.1的第三代产品。毫米波段K 型连接器的研制，应用介质切割法切割（ 设计 ） 的轮毂形绝缘支撑，将SMA型同轴连接器的截止频率由24GHz， 提高到40GHz。 直角同轴连接器，用介质切割法切割（设计 ） 弯角支撑，使弯角处阻抗变得平滑、连续，得到补偿。这些绝缘支撑的切割（ 设计 ） ，因制造和测量工作的限制，本文只能给出两种典型结构的同轴连接器的电压驻波比与频率关系曲线，加以说明。见图1（a） 和 （b） 所示。精品文档新开发的L6/5.6E s连接器电压在波比与猱率关系曲

32、线.曲战I为第二代产品，曲线2为第三爬绝徵支捽最佳切割后.厂1 234 5- 6 7 8 9 10 f(G Hx)直角弯式L16）同轴连接器电压驻波比与 粉率关系曲线0曲线1为绛绿支撑没有切割所施数据.曲经2为堂缘支撑最佳切割后所测数据“五、结论介质切割法的提出，对最佳切割 （设计）各种宽频带同轴连接器的绝缘支撑，提高支撑 段的截止频率，拓宽射频同轴连接器的工作频率范围，补偿因设计和制造出现的阻抗不连 续，提供了手段。切割方法可以采用模具压制或机械切割。参考文献1陈肇扬、王新恩：“K型连接器的研制”连接器与开关1990首届年会论文集2北京七五O信箱：有关宽频带高温及抗辐射射频同轴连接器的研究3

33、孟祥刚译：“新开发的10GHz（1.6/5.6mS）射频同轴连接器”机电元件1990年第二期4韦开河：“弯式射频同轴连接器的补偿方法”连接器与开关1990年首届年会论文集精品文档降低射频连接器电压驻波比的研究陈天化蒉行方陈榴琴【摘要】本文分析影响直式射频连接器电压驻波比的主要因素，提出设计宽频带低驻波比射频连接器的基本原则、原理和计算方法，给出一些计算公式和试验数据。一、引言射频连接器是无线电电子设备和仪表中必不可少甚至是关键的电子元件。电压驻波比是射频连接器的一项极重要的电气参数。随着科学技术的进步，对射频连接器电压驻波比提出了越来越高的要求。许多连接器专家为此竭尽努力，取得了显著的进展。到

34、了七十年代中后期，射频连接器的发展在国际上达到鼎盛时期，其主要标志是相继研制出21mm、 14mm、 7mm 和 3.5mm 精密同轴连接器和各种精密转接器，工程用射频连接器的电压驻波比性能也有显著提高，扫频测量取代了点频测量，并且出现了时域测量技术。在国内，随着微波通信技术和测量方法的进步，分米波电视的发展，对连接器电压驻波比的要求也越来越高， 如要求研制工作在 018GHz 驻波比小于1.30的SMA连接器、。18GHz驻波比小于1.40的连接器电缆组件、01GHz 驻波比小于1.05 的分米波连接器以及驻波比小于1.02 的各种精密转接器。研制工作到40GHz 驻波比小于1.50 的毫米

35、波连接器也提到议事日程上，本研究的目的在于为研制宽频带低驻波比射频连接器提供设计依据。二、影响射频连接器驻波比的主要因素反射系数主要与传输线的阻抗均匀性有关。简单地说，在连接器内，凡阻抗偏离标称特性阻抗值的地方，都会引起反射。射频连接器实质上是一段带有连接机构、电缆夹紧装置和其他装置的非均匀同轴线。以直式连接器为例，与均匀同轴线相比，它有三处明显的不均匀：绝缘支撑区域、导体尺寸过渡区域和连接器到电缆的结合部。在这些地方，都存在着导体直径尺寸或导体形状的变化，因而出现了不连续电容，引起反射。还有一些引起反射的其他因素，例如导体连接间隙、导体直径尺寸偏差、内外导体偏心率、接触件上的槽缝、介质介电常

36、数偏差和导体表面粗糙度等等。但上述三处却是连接器内部的三大反射源，只要把它们引起的反射降低 到可以容许的程度，其他的就不难解决了。三、降低射频连接器驻波比的途径1. 最佳绝缘支撑的设计射频连接器几乎都有绝缘支撑，支撑的结构型式很多，最普遍采用的有如图1 所示的两种。由于支撑的介入，势必发生导体直径尺寸的阶梯突变，破坏了传输线的均匀性。从理论分析可知1 ， 同轴线导体直径尺寸的突变，等效于在突变截面上并联一个不连续电容，这个电容可按参考资料2 提供的公式精确计算。为消除不连续电容引起的反射，必须采取补偿措施，其方法有两种：一种是高抗补偿（图1a）,另一种是共面补偿（图1b）。精品文档精品文档如何

37、计算如图1所示的导体直径同时反向突变引起的不连续电容呢？国外资料曾经报 道过两种不同的计算方法。第一种方法认为总不连续电容等于内外导体突变的两种最坏组 合所形成的单台阶不连续电容之和3,即Cd=兀 DCdJ （a 1、 T 1）+ Tt dC d2/（"i、 Q）（1）D-d_ D0c 1= D-d1 ,J= 1DiT 2=一dD-d "2= D1-d ,第二种方法假定，在导体突变区域的内外导体之间存在着一个理想等位圆柱面，其直 径可按下式计算4 :（2）D1D -Do =lg kgd igg a ig二 d 1df-drD igig d1d总不连续电容等于由这个等位圆柱面

38、和突变内外导体分别组成的两个单台阶突变所形 成的不连续电容的串联，即Cd=Cd / （ a 1、TT 1）Cd2 / （ a 2、T 2）兀 Dcd/ （ a 1、 j）+Cd2，（ “2、 T 2）D0-d_ DOa 1= Do-d 1 ,T 1= d1D-DO_ D10c 2= D1-D0 ,T 2= Do两种计算方法得出截然不同的结果。图2是以L27型连接器绝缘子为例计算出的曲线。可以看出，第一种结果表明总不连续电容随外导体外削深度百分比而变化（曲线1）。当外导体外削深度为完全外削（内导体无内削）深度的20%£右时，总不连续电容最小。而第二 种结果却表明总不连续电容几乎与外导体

39、外削深度无关（曲线2）。根据自己的研究和试验， 我们认为后一种计算方法比较合乎实际，与试验结果颇接近。按此方法设计出的连接器大多能获得满意的结果，由此看来，设计绝缘支撑时，未必要遵精品文档循外导体外削深度应控制在完全外削深度的20%左右的原则。精品文档精品文档图2可以用提高介质区域特性阻抗即增大电感的方法来补偿不连续电容。这种方法称高抗 补偿。介质区域的最佳阻抗值可按下式确定5 :1 2Z1cdetg 二 一 , 2cd2乙2(4)式中3=2兀f。，fo是设计中心频率，。=空士，e是介质相对介电常数，入。是真空波长, 0l是绝缘子宽度。Z1值可用逐次逼近法求得。显然，当工作频率偏离f。时，补偿

40、是不充分或过量的，因而将有残余反射。仅当频带不宽或驻波比要求不很苛刻时才采用高抗补偿方 法。为了获得宽频带低驻波比性能，应当采用图1b所示的共面补偿绝缘子。 共面补偿方法是使介质区域内的阻抗等于标称特性阻抗，通过去除介质端面的部分介质以提高电感来就 地补偿不连续电容。介质凹槽深度8可按下式计算：s=18x 1012x -Cd-inD1（5）,一 d1- 1式中W是介质凹槽区域的等效介电常数。必须指出，在计算总不连续电容时，必须考虑临近效应的影响和频率的变化而加以修正。2 .导体直径尺寸过渡段的最佳设计在转接器或电缆连接器中，由于接口尺寸的差别，也不可避免地存在着导体截面尺寸 由小变大或由大变小

41、的过渡。为了把过渡段不连续电容引起的反射减至最小，通常有三种 过渡方式：直角过渡、锥形过渡和抛物线过渡。后两种过渡方式由于加工复杂，精度难以 保证而越来越少被采用。 相反，由于加工方便，精度容易控制，在现行的连接器（包括精密 精品文档127贝 O错开距离a的数值如何精确计算？目前尚未查到严格推导的理论计算公式。人们普遍采用下列的经验公式:a=D, Di ln -Di匕3时D(6)K=3.09(对于50 空气线)或3.04(对于75a空气线)。当2V V 5时，Dia = (7)对于各种不同白过渡尺寸，K=3.09是否都是最佳值？适用频率范围达多少？这是本研究的又一重要内容。利用高精度驻波电桥和

42、精密终端负载，取 D=7,改变Di和a,对五种 不同过渡比的转接器进行驻波比测试。尽管试验是初步的，但其结果颇能说明问题：(1)取K=3.09 ,在FDi< 4GHz - cm的范围内，驻波比可小于1.05。这个经典结论无疑是正确的。(2)对于不同的过渡比，K=3.09只是折衷值，未必都是最优值。K即a的数值对驻波比影响是极为敏感的。(3)当K的数值最优时，对于同一给定的驻波比界限，可使工作频率范围大大拓宽， 远远超过 4GHz - cm。因此，必须通过精心试验找出K的最优值并对过渡尺寸 a严格控制，才能试制出宽频带低驻波比的连接器或转接器。3 .连接器与电缆结合部的设计考虑在连接器与电

43、缆的结合部，通常也存在着导体直径尺寸突变的情况。此外，对于配接 广播电视系统和微波工程中广泛使用的皱纹管电缆的连接器来说，还存在着导体形状的变 化问题，即由光滑导体变为螺旋或圆环皱纹管状导体。这是这类连接器的特殊问题。如何 计算皱纹管导体的有效直径？通常有两种算法，一种取算术平均值，另一种取几何平均值。哪一种准确？本研究为此进行了一些试验，结果表明，电缆皱纹管内导体的等效外径比其 算术平均值大57%,而皱纹管外导体的等效内径比其算术平均值小23%。为了获得最佳的驻波比性能，应使连接器和电缆的导体直径尺寸尽量接近。对于不可 避免的导体直径突变，可按前述方法给予补偿。传输线导体形状由光滑变成皱纹时

44、会不会 精品文档精品文档引起附加的不连续电容？这个问题有待进一步研究。4 .内导体连接间隙的控制在射频连接器转接器中， 导体的连接间隙是无法削除的。为不损坏连接器，降低成本，通常的设计是保证外导体连接间隙为0,允许内导体上存在一个连接间隙。这个间隙会引起附加反射，其容许值取决于驻波比性能要求。理论分析计算和试验结果表明6 ,对于L16型同轴连接器，0.5mm的内导体连接间隙在10GHz时可能引起1.09的驻波比，在17GHz时可能引起1.15的驻波比。这是不容忽视 的数值。可见为了在10GHz以上获得低驻波比性能，必须严格控制连接器或转接器的内外 导体轴向尺寸公差。5 .导体尺寸公差和介电常数

45、偏差的影响导体尺寸公差和介质相对介电常数的偏差都会引起连接器特性阻抗偏差。对于50 空气线：Z =59.96( D -23 H)(8)D对于50 的介质线，2:59.96。-33 d 竺、；(9); D;以IF45型分米波连接器为例，设内导体尺寸公差为土0.05,外导体尺寸公差为土 0.1 , e=±0.1,则空气段的阻抗偏差为土 0.65Q,介质段的阻抗偏差为土 1.66Q,由此引起的 电压驻波比分别为1.013和1.033。可见，为了获得低驻波比，必须适当控制导体尺寸公差 精度，尤其要注意介质相对介电常数的设计值与实际值的良好吻合。四、设计宽频带低驻波比连接器的基本原则3设计宽频

46、带低驻波比连接器必须遵循以下三个基本原则：1 .不要企求用提高或降低一段传输线的特性阻抗来补偿导体直径突变、导体槽缝或间隙等引起的不连续电容。为了获得最佳的宽带性能，通常应使连接器的每一长度单元上尽 可能保持一致的特性阻抗。2 .应首先使未被补偿的不连续电容减至最小，然后，对于每一个不可避免的不连续电容采取单独的共面或高抗补偿，并通过分离试验力求获得最佳效果。3 .应通过结构设计或表面处理把机械公差、磨损和介质材料对驻波比的影响减至最 小。这三个原则有时会有矛盾，只能根据需要和可能折衷考虑。五、结束语研制低驻波比特别是精密型同轴连接器是一件很艰巨的工作，必须灵活应用原则，不 断进行科学试验方能

47、奏效。就驻波比研究本身来说，也还有大量的工作(包括测试方法的研 究)可做。愿本文的发表能对这项工作起到促进作用。参考文献1同轴线中的不连续性Proc IRE 32 No 11 P695709 1944精品文档2同轴线阶梯电容的计算IEEETransVolMTT-15No.1P48-5319673研制精密同轴标准和元件的一些基本设计原则IEEETransVolMTT-14No.11966.1分米波法兰连接器结构设计的特点及分析李明德【摘要】分米波法兰连接器是广泛应用在广播电视发射机和差转机上连接主馈、分馈电缆的重要电气元件。它具有功率容量大、电压驻波比低和连接方便可靠等特点。本文针对 决定其性能

48、优劣的结构：界面、传输腔体、绝缘支撑、过渡、配接电缆和充气密封等进行 了分析，并指出了它的结构设计特点和设计方法。【关键词】分米波法兰连接器结构设计1引言分米波兰连接器是区别于螺纹式连接、卡口式连接和推拉式连接机构的具有法兰盘连 接机构的射频同轴连接器。早在六十年代，美国电子工业协会（EIA）就制订了关于法兰连接 器与半空气介质同轴电缆的RS-258（50 ）系列标准。确定了其界面结构形式， 通常称为EIA法兰连接器系列。到七十年代，国际电工委员会 （IEC）制订了 IEC339-1、IEC339-2通用硬 同轴传输线及其法兰连接器总规范和详细规范，作为国际通用标准在全世界推广。其中不 仅包括

49、了 EIA法兰连接器系列的全部界面结构，而且在此基础上扩展补充了新的界面结构内容。分米波法兰连接器是指主要用在分米波电视发射机、差转机的天馈系统，连接主馈 电缆或分缆电缆（通常是半空气介质皱纹导体同轴电缆）的法兰连接器，该连接器也常应用在微波通讯的高频回路中。由于它的法兰盘结构与硬同轴传输线用法兰连接器的接口界面 尺寸相同，因而亦可在分米波电视发射机、差转机的馈线系统中作为软硬馈线之间的转接。根据分米波电视发射机、差转机整机及其天馈系统的要求，分米波法兰连接器必须具 备功率容量大、电压驻波比低，与半空气介质皱纹导体同轴电缆连接可靠且具有充气密封 结构等特点。不同功率等级的整机需要的法兰连接器规

50、格也不同。这些连接器与整机的使 用功率等级、配接馈线的规格等对应关系如表1。表1使用功率等级1KW及以下1 3KW10KW30KW30 60KW馈线规格名称7一"8(SDY-50-20)51 一 "8(SDY50-40)13 "8(SDY50-80)5"6.8法兰连接器系列F22F40F80F125F155国外同类产品名称7 ,一 H851 一 "813-"85"1 ,6-8这些系列连接器在其结构设计上，如连接机构、界面、内导体系统、传输腔体、绝缘 支撑、过渡设计、充气密封和电缆夹紧装置等结构均具有独自的特点，正是这些特点，

51、奠 定了其低电压驻波比的基础，满足了分米波电视发射机、差转机整机对连接器各项性能的 精品文档精品文档要求。2界面和连接机构分米波法兰连接器的界面和连接法兰盘的结构尺寸符合RS-258EIA标准和IEC339-2标准。其连接结构如图1。1.插孔2.法兰盘 3.定位销 4.双向插针5.绝缘支撑图1分米波法兰连接器的界面和连接机构由图1可见，该连接结构是由一个双向内连接体和两个外导体法兰盘组成。它不分插 头还是插座。连接时，两端为同一种法兰连接器，中间由一个双向内连接体把两端的插孔 连接起来构成内导体系统。双向内连接体是一个两端为弹性插针中间装有一绝缘支撑的组 件。如图1中4、5所示。一个法兰连接器

52、插上双向内连接体（又称卡塞）可视为阳性插头，拔去即可视为阴性插孔连接器。这种结构既满足了连接方便可靠的要求，又达到较其它结 构通用件多，整件零件少，节约材料降低生产成本的目的。双向内连接体既起到对内导体系统连成一体的作用，同时也起到使两连接器的外导体 连成一体保证其同轴的作用。法兰盘上设有定位销钉，安装时帮助迅速定位对接，又进一 步保证两连接器内外导体的同轴度。射频同轴连接器的内导体系统通常由插针和插孔组成，如图2。通常在插孔上开两槽或多槽形成弹性插孔。材料选用锡磷青铜或被青铜，插针为实体针状。而分米波法兰连接 器组成内导体系统的插针和插孔则与上相反，插孔不开槽，而插针设计成具有弹性结构的 形

53、式，开四槽或多槽，如图 1中1、4所示。这种结构仍保证了可靠的电接触，而避免了因 插孔开槽引起内导体外径的变化导致的特性阻抗的变化，从而降低了电压驻波比。这种界面和连接结构要求双向内连接体必须做完全对称设计，并且和常规设计一样要 控制针孔配合间隙。图2 一般射频连接器的内导体系统精品文档3传输腔体分米波法兰连接器的传车腔体的结构如图3所示。由图3可见，该结构是一个除绝缘支撑外全由空气充满的结构。为了固定绝缘支撑，设置了一个金属衬套，衬套和外导体上 开的孔是为了满足充气的需要。这种结构避免了引入其它介质导致对特性阻抗的影响（2同时提供一个比较稳定和准确的标称阻抗段，作为整个连接器标称特性阻抗的基础，有利 于降低电压驻波比。1.外导体 2.内导体 3.绝缘支撑4.衬套 5.充气孔图3传输腔体结构金属衬套的设置，充当了外导体的一