电磁干扰(EMI)噪声诊断技术(1)ppt课件

1、第三章 电磁干扰EMI噪声诊断技术31 传导性电磁干扰噪声诊断技术32传导性EMI噪声智能处置系统33电磁干扰EMI滤波技术.31 传导性电磁干扰噪声诊断技术CM与DM噪声定义：电源线电磁干扰分为两类，共模干扰信号与差模干扰信号(如图3-1所示)。其中把相线(L)与地(E)、中线N)与地(E)间存在的干扰信号称之为共模(Common Mode)干扰信号，即图3-1中的电压UNE和ULE 。对L,N线而言，共模干扰信号可视为在L线和N线上传输的电位相等，相位一样的噪音信号。把L与N之间存在的干扰信号称作差模(Differential Mode)干扰信号，即图3-1中的电压ULN，也可把它视为在L

2、和N线上有180o相位差的共模干扰信号。对任何电源系统内的传导干扰信号，都可用共模和差模干扰信号来表示。并且可把L-E和N-E上的共模干扰信号，L-N上的差模干扰信号看作独立的干扰源，把L-E,N-E和L-N看作独立网络端口，以便分析和处置干扰信号和有关的滤波网络。.图3-1 电源线上的共模与差模干扰信号.311 传导性电磁干扰噪声诊断原理一、传导性电磁干扰EMI噪声的模态分别方法目前国际上规定的传导性电磁干扰丈量设备是线阻抗稳定网络LISNline impedance stabilization network，简称LISN，原理如图3-2，其中心是经过电感、电容和规范50阻抗构成的测试网络

3、，作为获得被测设备EUT所产生的传导干扰信号的接受器。线性阻抗稳定网络LISNline impedance stabilization network是用来丈量电子器件产生的传导性电磁干扰的规范网络，该网络可以有效屏蔽来自外部电网的高频干扰或阻止负载产生的高频干扰经过电源插座传入外部电网，同时又不影响负载正常任务下所提供的工频电流power line frequency, 如国内50Hz电流，所以实际上可以有效获得噪声源产生的传导干扰信号。被测设备产生的干扰电流包括两种干扰模态：差摸电流从火线流出到零线，共摸电流经过火线和零线到地线。因此，火线和零线中的差模信号的幅值一样，相位相反，而共模信号

4、是幅值和相位都一样。在总的传导性电磁干扰信号中，共模和差模是我们设计电力滤波器的根本根据，他们来自不同的噪音源，必需被分别抑制，然而线性阻抗稳定网络只能丈量电源线上总的传导性电磁干扰，并不能测出传导性电磁干扰中的共模和差模成分。所以传统的LISN已不能满足要求。.在图3-2中，噪声源即或被测设备EUT为一个典型单相开关电源SMPS，LISN中的50表示测试仪器如频谱分析仪的规范阻抗，一切噪声分量由50电阻上得到。另外“L、 “N、 “E分别表示相线、中线和地线，I CM 和 I DM 那么表示共模电流和差模电流，可见共模电流是由“线对“地产生的共模电位引起，其幅值一样且方向一样；而差模电流是由

5、“线与“线之间的电位差引起，其幅值一样但方向相反。图3-2 用于传导性电磁干扰丈量设备LISN原理.二、传导性电磁干扰EMI噪声的模态分别方法分类1、基于器件的模态硬分别方法传导性EMI噪声模态信号的硬分别方法目前主要采用射频变压器和0度或180度combiner两种方法。.图3-3 Paul 分别网络.以后新加坡的See又设计出另一种识别网络，既可以同时提供具有CM /DM 抑制才干的信号分别电路，同时在电路中也防止了采用机械开关所带来的不利影响。See分别网络如图3-4所示，两个宽带射频变压器相连且副边线圈带中心抽头，两个输出端与EMI干扰接纳机输入端相连，分别满足“相线和“中线上的混合模

6、态信号的矢量“相加、“相减功能，于是共模和差模传导发射信号彼此分别并可以直接在EMI接纳机上丈量得到。此处用两个变比为2:1，且二次线圈有中间抽头的变压器来实现这种加减功能，它不需运用机械开关。为了使该网络的输入阻抗Rin与LISN网络50的阻抗相匹配，Rin该当为50，所以R1与R2的值该当分别为100。如下图，VCM=(VL+VN)/4 ，VDM=(VL-VN)/4 ；与上面所讲的VCM=(VL+VN)/2，VDM=(VL-VN)/2 差了0.5倍。但是思索到20lg0.5很小，这个影响可以忽略。.图3-4 See 分别网络.更进一步，法国Mardiguaian给出了一种更简单的分别网络如

7、图3-5所示，仅运用一个变比为2:1的带中间抽头的变压器就实现了加减的功能。图3-5 Mardiguian 分别网络.与变压器方案不同的是，其后美国Guo又提出了采用0度/180度combiner取代变压器作分别网络如图3-6所示，分别用0度和180度的combiner实现CM和DM的模态分别和输出。功率混合器(power combiner)在物理构造上同功率分相器(power splitter)一样但逆向运用，功率分相器通常作为射频器件，可以将输入信号分解成两个幅度相等、相位确定的信号输出，当反向运用时就变成了一个功率混合器。虽然功率混合器在制造过程中类似一个宽带变压器，但其可以在10K-3

8、0 MHz范围内维持更高的精度。此外，功率混合器还可以在丈量中提供恰当的输入阻抗以实现阻抗匹配，减小反射损耗。虽然采用功率混合器可以使干扰模态信号的分别性能得到很大改善，尤其在高频条件下更是如此，但其制造本钱却添加不少，功率混合器通常价钱昂贵，所以影响其推行运用。由公式：VCM =(VPhase+VNeutral) (3-5)VDM =(VPhase-VNeutral) (3-6)可见，无论分别网络以何种硬件方式实现，其原理均为实现火线和相线上噪声电压的相加和相减功能。.图3-6 Guo 分别网络 .2、基于算法的模态软分别方法另一方面与硬分别技术相比，借助数值计算功能来实现模态信号软分别的技

9、术近来亦有报道。台湾的Lo提出将经过单模态硬件分别网络输出的CM或DM信号再输入到计算机中，然后根据LISN检测到的实践线上干扰信号和前置单模分别网络得到的单模信号经过组合计算，最终得到另一个模态干扰信号，系统构造如图3-7所示。虽然该方法实现了软分别，但现实上由于算法中需求事先知道其中一个单模信号作为输入量，因此仍需求运用单模硬件分别网络做支撑(如图3-7)，所以这只能称为半模态软分别技术(semi software-based mode separation network)而并非完好的软分别方法。此外由于存在检测相位不确定要素，因此还有一定的计算误差。但总体上该方法曾经使干扰信号分别功能

10、得到加强，并使后续的传导性EMI智能化处置成为能够。 .PCCMCMDMLNLISNGEquipment under testNoise separatorSpectrum analyserEquipment under test待测试设备 Noise separator噪声分别器Spectrum analyzer频谱分析仪 PC电脑终端图3-7 Lo 分别网络.三、传导性电磁干扰噪声诊断特性分析实验安装方案1如图3-8所示图3-8 实验安装方案1表示图.分别网络CM/DM输出端接HP 8753C网络分析仪，输入端经过0度/180度功率分配器接HP 85047A 扫频信号源(10K30M),D

11、M/CM输出端接50 ohm terminator。实验安装方案2如图3-9所示图3-9 实验安装方案2表示图.在低频段，我们运用SP1641B型函数信号发生器，它的频率范围为13MHz；在高频段，我们运用SG-4162AD,它的频率范围为100KHz150MHz。在网络性能测试中所需的频率范围为10KHz30MHz。0/180度splitter用以获得所需的共模或差模输入信号，虚拟仪器DSO-2902具有双通道数据采集功能，可用于采集、测试、分析和输出丈量数据，以替代频谱分析仪及TG扫频源，该方案大幅降低了测试本钱，但丈量精度有所下降。为了对分别网络的特性进展研讨，在这里定义一些参数，分别是

12、共模插损CMIL、差模插损DMIL、共模抑制比CMRR和差模抑制比DMRR。insertion loss, 简称IL；rejection ration，简称RR定义函数： S21 = 20log ( V2 / V1 ) (dB)CMIL/DMIL：当V2与V1为同一模态的电压时，S21的值就为插入损耗。当输入电压V1和输出电压V2同为共模电压时，S21为共模差损；当输入电压V1和输出电压V2同为差模电压时，S21为差模差损。CMRR/DMRR：当V2与V1为不同模态的电压时，S21的值就为抑制比。当V1为共模电压，V2为差模电压时，S21为共模抑制比；当V1为差模电压，V2为共模电压时，S21

13、为差模抑制比。 .一差模抑制比DMRR将差模DM信号作为输入信号，丈量网络输出端的共模信号CM。理想情况下这种抑制比该当是无穷大。当然，丈量结果通常由于噪声而呈现出不是理想的结果。二共模抑制比CMRR将共模信号作为输入信号CM，丈量网络输出端的差模信号DM。理想情况下这种抑制比该当是负无穷大。三共模插入损耗CMIL将共模信号作为输入信号CM，丈量网络输出端的共模信号CM。理想情况下这种抑制比该当是0。四差模插入损耗DMIL将差模信号DM作为输入信号，丈量网络输出端的差模信号DM。理想情况下这种抑制比该当是0。这里的目的是经过这四种分别网络的建立，并进展测试，找到一种性能最优的网络，以便我们日后

14、对噪声信号的诊断和滤波器的设计。.、元器件的测试在对分别网络进展测试之前，我们必需对所用到的元器件进展测试，这样在对四种网络的特性进展分析时，就可以排除元器件的干扰，而单纯是网络本身的问题。在这里，以0度spliter5号端差损测试为例来阐明测试中出现的问题，以及如何处理这些问题。1测试线路：图3-10 电缆长为1m时0度splitter 5号端差损测试线路.3性能特性曲线：图3-11 电缆长为1m时0度splitter 5号端差损特性曲线.4结果分析：由丈量数据和性能曲线可以看出：在f=10MHz以上时， 0度splitter5号端插入损耗特性由2.7661逐渐减小，但是在f在15-21MH

15、z之间插损为正值，最大值可达8.5655dBf=18M，20M后又开场衰减，在24M以后，插损为负值，最大值可达-9.4067。可以看出，0度splitter5号端插入损耗特性很差，出现了正值的情况，而且插损值非常大，与技术要求间隔非常远。如进展平衡度实验，此时随频率的增大有移相景象出现，最后可移相至反相。.5问题分析及改良：对测试结果进展分析，问题出如今从信号发生源到DS02902这一段线路中，起码有以下问题：一线缆长度问题及处理由电场实际知，在导体及传输线上有分布电阻及分布电感，导线间存在分布电容。在低频时，或者说当波长久大于线长时，这些分布参数对线上传输的电流、电压的影响很小。当频率很高

16、，线长可以和波长相比较时，线上的分布参数对电流、电压的影响很大，此时就需用分布参数实际来研讨。由于=C/f；C=3.0*108m，f最大取到30MHz,所以为10m，/4 就为2.5m。虽然电缆长度取1m小于/4，但在丈量时衔接系统的总的线缆长度会大于/4，于是我们将线缆长度改为0.25米，测得插损大为减小，且不再出现移相缺点。.验证：以T型头的插损为例，阐明线缆长度对测试的影响：图3-12 T形头插入损耗的测试.图3-13 线缆长为1M和25CM时T形头的插损对照曲线图.二丈量线路问题及处理1.丈量插入损耗时，从信号发生器到达DSO2902，一个通道是一根电缆，另一个通道是两根电缆，不匹配。

17、2.同时在丈量一个输出端和输入之间的插入损耗时，另一个输出端没有接50的匹配阻抗，部分能量经过5或6号端口往外界走漏，影响了测试结果，使得丈量结果不准确。而加50匹配阻抗时，这部分能量就经过此电阻往内部反射，减少了能量的损失。因此要在测试时留意电缆匹配和阻抗匹配的问题。三衔接导线的屏蔽问题及处理将线缆长度减小后，在丈量0度和180度分相器的插损时虽然没有再出现移相问题，插损相对减小，但是依然比较大，波形也很不稳定，其中0度分相器为-93dB，180度分相器为-53dB，与产品引见给定的值1.0dB和0.5dB相距太远，不能满足我们的要求。我们先对BNC接口的插损进展测试，得BNC插损的最大值为

18、0.5dB左右，与上面测得的0度和180度分相器的插损-9dB相比几乎可以忽略。于是我们推断问题能够出在导线上。由于整个实验系统都须经过BNC接口相连，所以分相器必需经过引出导线接BNC接口才干接入系统中。下面是我们对25厘米普通导线和2.5厘米屏蔽导线所做的插损测试：.验证：我们在A1端直接用两根电缆相连，A2端也用两根电缆相连，但中间多了一根导线，导线两端接了两个BNC接口。在测试后发现黄色漆包线的差损较大，因此思索运用屏蔽线。以下是两种导线的差损测试对比。1测试线路：图3-14 黄色漆包线和屏蔽线插损测试接线图.3特性曲线：图3-15 0.25米普通导线和2.5厘米屏蔽导线的插损对照曲线

19、图上：普通导线，下：屏蔽导线.由于BNC接口的插损很小，根据上面两张表格的数据可见，2. 5厘米屏蔽导线的插损比25厘米普通导线的插损明显的小。同时在测试中发现，运用屏蔽导线时，波形非常的稳定。那么问题就是我们运用的普通导线在高频时不能满足我们的特性要求。自此将衔接导线全部改成屏蔽导线。一、T形头插入损耗的测试1、测试线路图 除DSO2902与计算机之间的衔接外，各部分电路之间用电缆相连。图3-16 T形头插入损耗的测试.3、性能特性曲线如下所示：图3-17 T形头插入损耗的曲线图.可见，T形头有时会呈放大特性。按实际上说，T形头该当是衰减的，但在高频时，导体的电感和电容将不可忽略，此时电抗值

20、将随频率而变化。根据传输线特性，对于长度与频率所对应的/4可以比较或大于的导体，其特性阻抗为。其端接阻抗应等于该导体的特性阻抗，实践上这是不大能够的。因此，在其终端会出现反射，电路中任一点的电压是由正向的电压U+和负向的电压U-叠加而成的，这就是驻波，驻波会出现波峰和波谷，当丈量的电压正好位于波峰时，就会得到我们所发现的输出电压大于输入电压的情况。该T形头插入损耗特性已较为理想。.二、BNC插入损耗的测试1、测试方法如下：A1一路信号直接由两根0.25M长的电缆衔接；A2一路也由两根0.25M长的电缆衔接，但中间接有两个BNC接口。图3-18 BNC插入损耗的测试. 3、特性曲线如下所示：BN

21、C的插损最大为0.4573dB，且是在频率为18MHz处。从实验的角度看，这个插损是允许的，至于发生在18MHz处的正值，这能够与线缆的阻抗分布有关。图3-19 BNC插入损耗的曲线图.三、线缆插入损耗的测试1、测试方法如下：A1端用一根两端都为公口的线缆，A2端用两根线缆，其中一根为两端都为公口，另一根为一公一母接口图3-20 线缆插入损耗的测试.3、 特性曲线如下所示：根据线缆插损的测试可见，其插损最大值可达2.5dB左右，假设丈量线路两端线缆长度不等，那么对丈量结果能够会产生较大的影响。但在以后的测试中，我们可以使测试信号两边的线缆长度相等，人为的进展补偿，所以线缆的插损问题已得到处理。

22、图3-21 线缆插入损耗的曲线图.四、2.5厘米长屏蔽导线插入损耗的测试1、测试方法如下：我们在A1端直接用两根电缆相连，A2段也用两根电缆相连，但中间多了一根2.5cm长的导线，导线两端接了两个BNC接口。图3-22 屏蔽导线插入损耗的测试图.3、 特性曲线如下所示：可见，2.5厘米长的黑色屏蔽导线最大插损可在1.42dB左右，对测试结果能够会呵斥一定影响，这在以后的测试中是一个值得留意的问题。图3-23 导线插入损耗的曲线图.五、0度splitter插入损耗的测试0度分相器可适用的频率范围为0.04100MHz，在低频、中频、高频的插损分别为0.6dB,0.9dB,1.0dB。它的1号端为

23、输入端，5、6端为输出端。1、0度splitter 5号端插入损耗的测试1测试线路图图3-24 0度splitter5号端插入损耗的测试.3性能特性曲线如下所示：图3-25 0度splitter5号端插入损耗的测试曲线.2、0度splitter 6号端插入损耗的测试略根据0度splitter插损的测试结果可知，它的最大插损为1.9dB左右，而技术规范给定的值为1.0dB。缘由分析如下：我们在进展0度splitter的插损测试时，其实还包括了两个BNC接口和两段2.5厘米长的黑色屏蔽导线的插损，虽然插损不是线性叠加的，但势必会对测试结果产生影响。此外，由于测试频段较高，线缆间还有阻抗耦合问题，这

24、些都会对测试产生影响。六、以类似的方法分别测试180 度splitter，变比1：1及变比2：1，副边带中心抽头的射频变压器的插入损耗特性。直到其特性可以满足系统测试要求。.七、T形头平衡度测试测试电路图如下所示，除DSO2902与计算机之间的衔接外，各部分电路之间用电缆相连。图3-26 T形头平衡度测试图.以下得到的分别是1MHz,10MHz,20MHz,30MHz时的时域和频域波形,其中正弦波形为时域波形，下面的两幅分别为A1和A2通道的频域波形：1M10MA1、A2的时域波形 A1、A2的时域波形A1的频谱 A1的频谱 .A2的频谱 A2的频谱 20M30MA1、A2的时域波形 A1、A

25、2的时域波形 .A1的频谱 A1的频谱 A2的频谱 A2的频谱 图3-27 T形头平衡度比较图.从下面的波形和丈量数据可以看到，T形头的两路波形相位根本坚持一致，幅值的衰减和放大坚持在0.1dB范围内，频率漂移根本坚持在0.07MHz范围内。可见，T形头的平衡度比较理想，对以后的测试不会呵斥很大影响。.八、同样方法测试0度splitter、180度splitter平衡度结论：0度splitter的两路波形相位根本坚持一致，幅值的衰减和放大根本坚持在0.1dB范围内，频率漂移在0.2MHz范围内。0度splitter平衡度比较理想，对以后的测试不会呵斥很大影响。180度splitter的两路波形相位根本坚持一致，幅值的衰减和放大根本坚持在小范围内，频率漂移在0.2MHz范围内。同样，180度splitter平衡度也比较理想，对以后的测试不会呵斥很大影响。.、分别网络特性的测试1、测试线路图图3-28 分别网络测试线路.2、性能特性曲