功率MOSFET教程

1、功率MOSFET教程Jonathan Dodge Microsemi Corporation众所周知，由于采用了绝缘栅，功率MOSFET器件只需很小的驱动功率， 且开关速度优异。 可以说具有“理想开关的特性。 其主要缺点是开态电阻（RDS（on）和正温度系数较高。本教程 阐述了高压N型沟道功率 MOSFET的特性，并为器件选择提供指导。 最后，解释了 Microsemi 公司 Advanced Power Technology （ATP） MOSFET 的数据表。功率MOSFET构造图1为APT N型沟道功率 MOSFET剖面图（本文只讨论 N型沟道MOSFET）。在栅极和源极 间加正压，将从

2、衬底抽取电子到栅极。如果栅源电压等于或者高于阈值电压，栅极下沟道区域将积累足够多的电子从而产生N型反型层；在衬底形成导电沟道（MOSFET被增强）。电子在沟道内沿任意方向流动。电子从源极流向漏极时，产生正向漏极电流。沟道关断时，正向漏极电流被阻断，衬底与漏极之间的反偏 PN结维持漏源之间的电势差。 对于N型MOSFET , 正向导通时，只有电子流，没有少子。开关速度仅受限于 MOSFET内寄生电容的充电和放 电速率。因此，开关速率可以很快，开关损耗很低。开关频率很高时，这让功率MOSFET具有很高的效率。图1: N型沟道MOSFET剖面图开态电阻开态电阻RDS（on）主要受沟道、JFET（积累

3、层）、漂移区和寄生效应（多层金属，键和线和封装 ） 等因素的影响电压超过150V时，RDS（on）主要取决于漂移区电阻。图2： RDS(on：与电流的关系。山OM45防LLJH NOLUoanos-ol 舌高压MOSFET中RDS(on)与电流的相关较弱。电流增大一倍RDS(on)仅提高了 6%,见图2。一:1. 25 1 0O ir 75 衫5 250 ,5。 5,03 。工 2Z.1 1On nwwoN)woz415_6山8月动01芝肯吾飞皿T - JUNCTION T E MPERATU RE（？GJ J图3： RDS(on)与温度的关系相反，温度对RDS(on)的影响很大。如图 3,温

4、度从25c升高到125C,开态电阻提高近一倍。图3中曲线的斜率反映了 RDS(on)的温度系数，由于载流子仅为多子，该温度系数永远为正。随着温度的升高，正温度系数将使导通损耗按照I2R增大。功率MOSFET并联时，正的RDS(on)温度系数可以保证热稳定性，这是其很好的特性。然而，不能保证各分路的电流均匀。这一点容易被误解。MOSFET易于并联正是因为其参数的分布狭窄，特别是 RDS(on)。并且与正温度系数相结合，可防止电流独占。RDS（on）也会随之增大。确 goo 1100I BRIGS S (Volts)如图4,对于任何给定的芯片尺寸，随着额定电压的增大,300图4：归一化后的RDS（

5、ongV（BR）DSS的关系。对于功率 MOS V型和功率 MOS 7型MOSFET器件，通过对额定 RDs（on）与V（br）dss的关系曲 线进展拟和，可发现RDS（on）增量与V（BR）DSS的平方成正比。这种非线性关系显示了降低晶体管 导通损耗的可能2。本征和寄生参数JFET寄生于MOSFET构造中，见图1。这对RDs（on）影响很大，并且是 MOSFET正常操作的 一局部。本征衬底二极管衬底和漏之间的PN结所形成的本征二极管称为体二极管（见图1）。由于衬底与源极短接， 无法将反向漏极电流关断，这样体二极管构成了很大的电流通路。当反向漏极电流流过时， 器件导通损耗降低，这是由于电子流过

6、沟道，并且电子和少数载流子流过体二极管。本征衬底二极管对于需要反向漏极电流（通常称为自振荡电流）通路的电路十分方便，例如：电桥电路。对于这样白电路，FREDFET的反向恢复特性通常都得到了改善。FREDFET是AdvancedPower Technology所使用的商标，用来区分那些采用了额外工艺步骤加快本征衬底二极管反 向恢复特性的 MOSFET。FREDFET中没有使用别离的二极管；仅仅是 MOSFET的本征衬 底二极管。通过电子辐射（经常使用的方法）或者掺杂钳来控制衬底二极管中少数载流子的寿 命，极大地降低了反向恢复充电和时间。FREDFET中额外工艺带来的负面影响是漏电流的增大，特别是

7、高温时。然而，考虑到MOSFET开场工作时漏电流比拟低，FREDFET带来的漏电流在 PN结温度低于150c时并不显著。根据电子辐射剂量的不同，FREDFET的额定RDS（on）可能比所对应的 MOSFET还要高。FREDFET的衬底二极管正向压降也会稍微高于所对应的MOSFET。对于栅极充电和开关速度，两种器件性能一样。下文中，如无特别说明，MOSFET这个词既可以代表 MOSFET, 也可以代表 FREDFET 。与分立的快恢复二极管相比，无论是MOSFET 还是 FREDFET ，其反向恢复性能都显得很“笨重。对在125工作的硬开关而言，由于衬底二极管反向恢复电流造成的开关损耗比分立快恢

8、复二极管要高出 5 倍。造成这种状况的原因有两点：对于 MOSFET 或 FREDFET ，体二极管的面积一样，但同样功能的分立二极管面积小很 多，这样反向恢复充电效应减小了很多。对于MOSFET 或 FREDFET ，体二极管并没有像分立二极管那样对反向恢复性能进展优化。 与常规硅二极管相似， 体二极管反向恢复充电效应以及时间是温度， 电流随时间的变化率(di/dt)和电流的函数。体二极管正向压降，VSD,随温度的变化率为2.5 mV/C。寄生双极晶体管MOSFET构造中还寄生有 NPN型双极晶体管(BJT),正常工作时并不会开启。但如果 BJT 开启并进入饱和区，将产生闩锁效应，这时只有从

9、外部关断漏极电流才能关断MOSFET 。闩锁效应产生大量的热会烧毁器件。寄生 BJT 的基极与 MOSFET 源极短接用来防止闩锁效应，并且如果基极悬空，会极大的降低击穿电压(对同样的RDS(on) 来说 )。理论上讲，关断时会产生极高的电压变化率(dv/dt) ，这是造成闩锁效应的主要原因。然而，对于现代常规功率MOSFET ，电路很难产生如此之高的 dv/dt 。如果体二极管导通后反向关断， 将产生极高的电压变化率(dv/dt) ， 这可能会造成寄生 BJT 开启。高 dv/dt 会在器件体区产生高的少数载流子(正载流子或者空穴)电流密度，体电阻上所积累的电压足以开启寄生BJT。 这也是为

10、什么器件会对整流(体二极管反向恢复)dv/dt 峰值作限制的原因。由于降低了少数载流子寿命， FREDFET 器件整流 dv/dt 峰值要高于MOSFET器件。开关速度由于电容不受温度的影响， 因此开关速度和开关损耗也同样不受温度影响。 然而， 二极管反向恢复电流却随着温度提高而增大，因此，温度效应会对大功率电路中的外部二极管(可以是分立二极管和 MOSFET 或者 FREDFET 体二极管)造成影响，从而影响开关损耗。阈值电压 阈值电压，即 VGS(th) ，表示晶体管关断时的电压。该参数表示在阈值电压下，漏极电流可以到达多少毫安培， 因此，器件工作在开与关的临界状态。阈值电压具有负温度系数

11、， 这意味着随着温度升高， 阈值电压将降低。 负温度系数会影响开关延时时间， 因此电桥电路对于死时间有要求。ICO 83 63 4Q 2CDV GATECOURCEVOLTAGE (VOLTS) as图5：传输特性传输特性图5为APT50M75B2LL MOSFET的传输特性。传输特性依赖于温度和漏极电流。从中可以发现，100安培以下，栅-源电压是负温度系数(给定漏极电流，随着温度升高，栅-源电压降低)。而在100安培以上，温度系数为正。栅 -源电压温度系数和漏极电流何时从负值变为正 值对于线性区操作十分重要。击穿电压击穿电压具有正的温度系数，我们将在后面的章节讨论。短路能力数据表中通常不会列

12、出抗短路能力。这是因为常规功率MOSFET的抗短路能力无法与工作于高电流密度下的IGBT或者其他器件相提并论。这样，我们通常不认为MOSFET和FREDFET具有抗短路的能力。数据表浏览通常使用先进探针技术(advanced probe technology ATP)获得的测试数据来选择适宜的器件 并预测器件的性能。 通过测试曲线，可以从一组工作状态外推到另一组工作状态。值得注意的是：测试曲线代表的是典型性能，而非最大或者最小的极端情况。测试得到的性能有时也 或多或少的依赖于测试电路；采用不同的测试电路，得到的结果会有些许差异。额定最大值VDSS ?C漏-源电压在栅源短接，工作温度为 25c时

13、，漏-源额定电压（Vdss）是指漏-源未发生雪崩击穿前所能施 加的最大电压。根据温度的不同，实际雪崩击穿电压可能低于额定Vdss。关于V（br）dss的详细描述请参见静电学特性。开关速度由于电容不受温度的影响， 因此开关速度和开关损耗也同样不受温度影响。然而，二极管反向恢复电流却随着温度提高而增大，因此，温度效应会对大功率电路中的外部二极管（可以是分立二极管和 MOSFET或者FREDFET体二极管）造成影响，从而影响开关损耗。阈值电压阈值电压，即VGS（th）,表示晶体管关断时的电压。该参数表示在阈值电压下，漏极电流可 以到达多少毫安培， 因此，器件工作在开与关的临界状态。阈值电压具有负温度

14、系数，这意味着随着温度升高，阈值电压将降低。负温度系数会影响开关延时时间，因此电桥电路对于死时间有要求。图5:传输特性印 MZJooalMS 加 口1 1 1 15UJQ.山 dnst白也值 ro NMO:口-一传输特性 图5为APT50M75B2LL MOSFET的传输特性。传输特性依赖于温度和漏极电流。从中可以发现，100安培以下，栅-源电压是负温度系数（给定漏极电流，随着温度升高，栅 -源电压降 低）。而在100安培以上，温度系数为正。栅 -源电压温度系数和漏极电流何时从负值变为正 值对于线性区操作十分重要。击穿电压击穿电压具有正的温度系数，我们将在后面的章节讨论。短路能力数据表中通常不

15、会列出抗短路能力。这是因为常规功率MOSFET的抗短路能力无法与工作于高电流密度下的IGBT或者其他器件相提并论。这样，我们通常不认为MOSFET和FREDFET具有抗短路的能力。数据表浏览通常使用先进探针技术（advanced probe technology ATP）获得的测试数据来选择适宜的器件 并预测器件的性能。 通过测试曲线，可以从一组工作状态外推到另一组工作状态。值得注意的是：测试曲线代表的是典型性能，而非最大或者最小的极端情况。测试得到的性能有时也 或多或少的依赖于测试电路；采用不同的测试电路，得到的结果会有些许差异。额定最大值Vdss ?C漏-源电压在栅源短接，工作温度为 25

16、c时，漏-源额定电压（Vdss）是指漏-源未发生雪崩击穿前所能施 加的最大电压。根据温度的不同，实际雪崩击穿电压可能低于额定Vdss。关于V（br）dss的详细描述请参见静电学特性。Pd -总功耗总功耗标定了器件可以消散的最大功耗，可以表示为最大结温和管壳温度为25c时热阻的函数。-T -T式4线性降低因子与 Re j的倒数成正比。Tj, Tstg-工作温度和存储环境温度的 X围这两个参数标定了器件工作和存储环境所允许的结温区间。设定这样的温度X围是为了满足器件最短工作寿命的要求。 如果确保器件工作在这个温度区间内， 将极大地延长其工作寿 命。Eas-单脉冲雪崩击穿能量如果电压过冲值（通常由于

17、漏电流和杂散电感造成 ）未超过击穿电压，那么器件不会发生雪崩 击穿，因此也就不需要消散雪崩击穿的能力。 雪崩击穿能量标定了器件可以容忍的瞬时过冲 电压的平安值，其依赖于雪崩击穿需要消散的能量。定义额定雪崩击穿能量的器件通常也会定义额定 Eas。额定雪崩击穿能量与额定 UIS具有相 似的意义。Eas标定了器件可以平安吸收反向雪崩击穿能量的上下。测试电路的条件在标注中标明，Eas等于L是电感值，iD为电感上流过的电流峰值，其会突然转换为测量器件的漏极电流。电感上产 生的电压超过 MOSFET击穿电压后，将导致雪崩击穿。雪崩击穿发生时，即使 MOSFET处 于关断状态，电感上的电流同样会流过MOSF

18、ET器件。电感上所储存的能量与杂散电感上存储，由MOSFET消散的能量类似。MOSFET并联后，不同器件之间的击穿电压很难完全一样。通常情况是：某个器件率先发 生雪崩击穿，随后所有的雪崩击穿电流(能量)都从该器件流过。Ear -重复雪崩能量重复雪崩能量已经成为“工业标准，但是在没有设定频率，其它损耗以及冷却量的情况下，该参数没有任何意义。散热(冷却)状况经常制约着重复雪崩能量。对于雪崩击穿所产生的能 量上下也很难预测。额定Ear的真实意义在于标定了器件所能承受的反复雪崩击穿能量。该定义的前提条件是： 不对频率做任何限制，从而器件不会过热，这对于任何可能发生雪崩击穿的器件都是现实的。 在验证器件

19、设计的过程中，最好可以测量处于工作状态的器件或者热沉的温度，来观察 MOSFET器件是否存在过热情况，特别是对于可能发生雪崩击穿的器件。I AR 雪朋击穿电流对于某些器件，雪崩击穿过程中芯片上电流集边的倾向要求对雪崩电流Iar进展限制。这样,雪崩电流变成雪崩击穿能量规格的“精细阐述；其提醒了器件真正的能力。静态电特性V(BR)DSS:漏-源击穿电压V(BR)DSS有时候叫做BVDSS是指在特定的温度和栅源短接情况下，流过漏极电流到达 一个特定值时的漏源电压。这种情况下的漏源电压为雪崩击穿电压。如图8所示，V(BR)DSS是正温度系数，温度高时的MOSFET漏源击穿电压比温度低时要大， 实际上，

20、温度低时 V(BR)DSS小于25c时的漏源电压的最大额定值。例如图 18,在-50C , V(BR)DSS大约是25c时最大漏源额定电压的 90%。Tj HNCTQJ-EMPEUTUREf图8.归一化后的雪 崩击穿电压随温度的变化VGS(th):阈值电压VGS(th)是指加的栅源电压能使漏极开场有电流或者关断MOSFET时停顿流过电流时的电压，测试的条件漏极电流，漏源电压，结温也是有规格的。正常情况下，所有的MOS栅极器件的阈值电压都会有所不同。因此，VGS(th)的变化X围是规定好的。正如前面所讨论过在温度的影响下，VGS(th)是负温度系数，这就意味着当温度上升时，MOSFET将会在比拟

21、低的栅源电压下开启。RDS(on):导通电阻RDS(on)是指在特定的漏电流通常为ID电流的一半、栅源电压和25c的情况下测得的漏-源电阻，除非另有规定。IDSS:零栅压漏极电流IDSS是指在当栅源电压为零时，在特定的漏源电压下的漏源之间泄漏电流。既然泄漏电流 随着温度的增加而增大，IDSS在室温和高温下都有规定。漏电流造成的功耗可以用IDSS乘以漏源之间的电压计算，通常这局部功耗可以忽略不计。IGSS 栅源漏电流IGSS是指在特定的栅源电压情况下流过栅极的漏电流动态特性从图九可以看出功率管的寄生电容分布情况， 电容的大小由功率管的构造， 材料和所加的电 压决定。这些电容和温度无关， 所以功率

22、管的 开关速度对温度不敏感除阈值电压受温度影 响产生的次生效应外Dr3m图9.功率管的电容分布图由于器件里的耗尽层受到了电压影响,电容Cgs和Cgd随着所加电压的变化而变化。然而相对于Cgd, Cgs受电压的影响非常小,Cgd受电压影响程度是 Cgs的100倍以上。如图10所示为一个从电路角度所看到的本征电容。受栅漏和栅源电容的影响，感应到的 dv/dt会导致功率管开启。ODripply v图10.功率管的本征电容简单的说，Cgd越小对由于dv/dt所导致的功率管开启的影响越少。 同样Cgs和Cgd形成了 电容分压器，当Cgs与Cgd比值大到某个值的时候可以消除 dv/dt所带来的影响，阈值电

23、压 乘以这个比值就是可以消除 dv/dt所导致功率管开启白最正确因数，APT功率MOSFET在这方面领先这个行业。Ciss ：输入电容将漏源短接，用交流信号测得的栅极和源极之间的电容就是输入电容。 Ciss 是由栅漏电容Cgd和栅源电容Cgs并联而成，或者Ciss = Cgs +Cgd当输入电容充电致阈值电压时器件才能开启， 放电致一定值时器件才可以关断。 因此驱动电路和Ciss对器件的开启和关断延时有着直接的影响。Coss ：输出电容将栅源短接，用交流信号测得的漏极和源极之间的电容就是输出电容。 Coss 是由漏源电容Cds和栅漏电容Cgd并联而成，或者Coss = Cds +?Cgd对于软

24、开关的应用， Coss 非常重要，因为它可能引起电路的谐振Crss ：反向传输电容在源极接地的情况下， 测得的漏极和栅极之间的电容为反向传输电容。 反向传输电容等同于栅漏电容。Cres =?Cgd反向传输电容也常叫做米勒电容，对于开关的上升和下降时间来说是其中一个重要的参数，他还影响这关断延时时间。图 11 是电容的典型值随漏源电压的变化曲线 .20,00010,000S 山口N41QdOra-jTi C图15.关断波形及定义热-机械特性R。JC:结到管壳的热阻热阻是从芯片的外表到器件外部之间的电阻，功率损失的结果是使器件自身产生热量，热阻就是要将芯片产生的热量和功耗联系起来。注意ATP的热阻

25、测试显示管壳的塑料局部与金属局部的温度一样。最大的RO JCt留有一定的裕度以应对生产工艺的变化。由于制作工艺的提高，工业上趋向 于减小最大R?JC和典型值之间的裕度。通常情况下这个裕度的值不会公布。Z 0 JC:结到管壳瞬态热阻抗瞬态热阻抗主要考虑的是器件的热容，所以它可以用做评估由于瞬态功率损失所产生的当前的温度。热阻测试仪给被测器件提供不同占空比的脉冲，等待结温在各脉冲之间稳定下来。这种测试单脉冲瞬态热阻抗响应。用这种方法我们可以拟合出电阻-电容的模型。图16为瞬态热阻抗RC模型。其他一些数据表中电阻电容是以并联的形式表达的，但这种表示方法是错误 的。在图16中，这些电容被接地，器件的值

26、没有变化。在这个模型中，对于中间级节点没 有实际的物理意义。不同的电阻电容对主要是为了更好的与实际测量的热阻数据相对应。RC模型为了用RC模型对温度上升时进展仿真，可以提供一个电流源，电流源的幅度就是 MOSFET 消耗的大小，于是就可以用PSPICE或其他电子仿真软件随意设置输入消耗的功率大小。如图16所示，通过调节ZEXT由ZEXT调节到短路，就可以估算结 -壳温度上升情况。数据表中的瞬态热阻抗的全家福曲线是根据RC热阻抗模型用简单的矩形脉冲仿真得到。图17为所举的一个例子。对于一个矩形功率脉冲，你可以用全家福曲线去估算温度上升的峰值，这种方法在电源中非常常见。然而，由于最小脉冲宽度是10

27、微秒，所以图标中只是开关频率小于 100 kHz的情况。在更高的频率可以简单用热阻R。JC图17热阻抗的全家福曲线数据表中的例子推导假设在一个开关电源的应用中，我们想在200KHz、400V、35%平均占空比的情况下，硬开关电流为15安培，门极电压为15V,导通时门极电阻为 15关断时的门极电阻为5。假设我们想让结温最大到达 112 C,保持壳的温度维持在 75Co用一个耐压500V的器件，在 应用电压和VDSS之间只有100V的裕度。在400V的总线上面，这么小的裕度是足够的， 因为MOSFET很大的雪崩击穿能力可以使这条总线是平安的。它是一种连续升压模式，因此没必要用有更快反向恢复体二极管

28、的FREDFET ;用MOSFET的效果也将会很好。你会选那种器件呢？既然是一个关于高频的应用，功率MOS 7型将是最好的选择，让我们看一下APT50M75B2LL ,它的电流能力为57A,比所需开关电流的 3倍还多，在高频开关和硬开关的考虑中应该是优 先考虑的。我们将会估算传输损耗， 开关损耗，和要看是否产生的热量可以快速散发掉。总 功耗的计算公式为在112c时的RDS(on)是室温下的1.8倍参口图3。所以传输损耗为 Pconduction =1.8-0.075 : 15ASUP)2 : 0.35 =10.6W对于开关损耗，我们可以在图 18中看到在125c下开关损耗和电流的关系图。即使我

29、们应 用的要求最大值为112c结温，这个图表已经足够能满足需要，因为电路中除了二极管对温 度比拟敏感外，MOSFET的开关能量受温度影响比拟小，所以在112c和125c之间将不会发生大的变化。在任何情况下，我们都是在进展保守的估算。图18. APT50M75B2LL的感应开关损耗从图18可以看出，在15A时，Eon大约为300科J, Ef约为100科J。这些是盒30V的情况下测试得到。而我们的应用电压为 400V。所以开关能量可以计算为：400V-E 加300uJ=3641J 加 330VE戒=- 100liJ=12UiJ iff 330_图18中的数据是在导通时门极电阻为15 和关断时的门极

30、电阻为 5 的情况下测得。所以我们可以得到开关能量随门极电阻变化曲线。如图19.图19.开关能量VS门极电阻即使图19中测试电流比我们应用电流要大， 对于我们的情况，开关能量可以从图19中按一 定比例得到。从 5a至ij 15 Q,Eon变化的系数为1.2大约1500科J / 1250 科J19W以 看到。电压的修正数据可以查看图18,我们得到Eon =1.2-364 J = 437 人开关损耗为Pswitch = fswitch : ( Eon + Eoff) = 200kHz- (437 科 J +121 W J) = 112WPconduction +Pswitch = 123W，这个数据在要求结温小于112C,壳温75c的X围之内。所以APT50M70B2LL满足这个应用例子的要求。用同样的计算方法可以看看是否小一点的MO