《开关电源设计论》word版

1、1 绪 论1.1 前言电力电子学是综合应用电工理论、电子技术及控制理论等，利用电力电子(功率半导体)器件控制或变换电能，以达到合理而高效率地使用能源。它是电力、电子、控制三大电气工程技术领域之间的交叉学科。电力电子技术是近年来最活跃的研究领域之一。作为联系弱电与强电的纽带，电力电子技术提供了控制电功率流动与改变电能形态的有力手段，在小至数瓦，大至数千千瓦乃至数十兆瓦的范围内都得到了广泛应用。随着功率半导体制造技术、微电子技术、计算机技术，以及控制理论的不断进步，电力电子技术向着大功率、高频化及智能化方向发展，应用的领域将更加广阔。1.2国内外电源技术发展概况电力电子技术与装置的市场需求与日俱增

2、，其中电源是电力电子技术的主要应用领域之一。随着微电子制造技术的进步，计算机、通信设备、家用电器得到飞速发展，这些设备内部往往需要采用直流稳压电源供电。很多关键的设备还需要不间断电源，以确保市电停电时设备仍能工作。近年来，随着电力电子技术的迅猛发展，新的电子元器件、新电磁材料、新变换技术、新控制理论及新的软件不断的出现并应用到开关电源，使开关电源达到了频率高、效率高、功率密度高、功率因数高、可靠性高。因此，许多领域，例如邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等都越来越多的应用开关电源，并取得了显著效益。随着芯片集成度的不断提高，电子设备内功能部件的体积不断减小，因而要求设备

3、内部电源的体积和重量不断减小。提高开关频率是减小开关电源体积和重量的基本措施，因为变压器和电感电容等滤波元件的体积和重量随频率的提高而减小。高频化、小型化、模块化和智能化是直流开关电源的发展方向。高频化是小型化和模块化的基础，目前开关频率为数百kHZ至数MHz的开关电源已有使用。功率重量比或功率体积比是表征电源小型化的重要指标，50w/in的开关电源早已上市，目前己向120W/in发展。模块化与小型化分不开，同时模块化可提高电源的可靠性，简化生产与使用。模块电源的并联串联和级联既便于用户使用，也便于生产。智能化是便于使用和维修的基础，无人值守的电源机房、航空和航天器电源系统等都要求高度智能化，

4、以实现正常、故障应急和危急情况下对电源的自动管理。现代越来越复杂的电子设备对电源提出了各种各样的负载需求。一个特定用途的电源装置，应当具有符合负载要求的性能参数和外特性，这是基本的要求。安全可靠是必须加以保证的。高效率、高功率因数、低噪音是普遍关注的品质。无电网污染、无电磁干扰、省电节能等绿色指标是全球范围的热门话题，并有相关的国际和国家标准规范进行约束。电源技术发展到今天，己融汇了电子、功率集成、自动控制、材料、传感、算机、电磁兼容、热工等诸多技术领域的精华，已从多学科交叉的边缘学科成长为独树一帜的功率电子学。1.3 选题背景随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种

5、类也越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。传统的线性稳压电源具有稳定性能好、输出电压纹波小、使用可靠等优点，但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管的功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右。另外，由于调整管上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器，很难满足现代电子设备发展的需要。开关电源是一种采用开关方式控制的直流稳压电源，通过控制开关的占空比来调整输出电压。它以小

6、型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源形式。主要作为高功率脉冲电源的初级电源和大型军用设备的电源系统,也可以应用于大电流快速充放电系统和电子、通信、航天、医疗等各个领域,其中,几十几百千瓦的大、高功率开关电源主要应用于现代化工业、国防事业和大型科研项目中,具有非常广泛的应用前景。中国科学院电工所最近研制成功的“50kW/40kHz高压稳压电源”代表着国内高频大功率开关电源的先进技术水平。“200kW开关电源”的研究,标志着我国的高功率脉冲电源技术翻开了历史性的一页。 目前,国外的高功率开关电

7、源研制技术较为成熟,并主要应用于工业和军事上。在粒子加速器、电磁发射、电磁推进、微波武器等脉冲功率技术应用的领域中,电源设备的平均功率通常在几百千瓦甚至几兆瓦以上,体积和重量只有国内的几十分之一,而且自动化程度非常高。 近年来,国内的小功率开关电源技术已日趋成熟,基本能够满足工业生产和军事发展的需要。 新型的高功率开关电源（平均功率200kW）具有体积小、重量轻、效率高、稳压范围宽等优势,而且具有先进的自动控制技术。近年来，在高压大功率的应用场合，开关电源作为一种高效好型、高性能的电源己广泛用于家用电器、电子计算机、变频器等电子设备中。采用开关电源后，可以使相关装置体积小、重量轻、功耗低、稳压

8、范围宽，大大地改善了装置的控制可靠性及保护性能。1.4 本课题要求及主要研究内容研究开关电源的实现方法，并按照设计指标要求进行电路的设计与仿真。具体要求如下：分析、掌握该课题总体方案，广泛阅读相关技术资料，并提出自己的见解。掌握开关电源的工作原理。设计硬件系统并进行仿真，掌握系统调试方法，使系统达到设计要求。主要技术指标设计要求：直流输入电压：50330V；输出电压：+ 24V，士15V，+5V，20V方波高频电压；效率：80%2 系统的整体方案分析选择2.1 组合式开关电源的结构开关电源作为一种高效、轻型、高性能的电源已广泛用于家用电器、电子计算机、变频器等电子设备中。而在变频器中的广泛应用

9、更显其本色。变频器的控制回路、驱动回路、保护回路、检测电路等需要十余种相互隔离的电源。采用开关电源后,可以使变频器体积小、重量轻、功耗低、稳压范围宽,大大地改善了装置的控制可靠性及保护性能。开关电源的种类很多,不同容量等级的变频器采用不同形式的开关电源。根据我们研制的交流变频调速系统的特点,要求开关电源适应范围为50V330V,且在输入电压低至50V时仍然能输出满功率,显然常规的开关电源不具备这样宽的调节范围。为此,采用由斩波器和推挽式变换器组成的两级组合式开关电源作为装置的各种控制电源。由于采用了斩波器使开关电源在输入50V330V的变化范围内都能稳定输出中间直流电压,输出功率达500W以上

10、。在得到稳定的中间电压基础上,用PWM(脉宽调制)调制技术加推挽放大得到装置所需的各种等级电源及驱动电路所需方波电源。如下图所示：图2.1 组合式开关电源原理示意图组合式开关电源原理示意图如图1所示。该电源主要由两级组成:第一级是降压斩波器,通过PWM控制V2管的开通和关断,使输入电压(取自主回路中间直流电压)在50V330V范围内能够输出稳定直流24V电压。该24V电源用于后一级变换器的输入以及交流变频调速装置的风扇和电机磁闸电源。第二级变换器实际上是将直流24V重新凋制,控制V3,V4交替导通和关断,把24V直流电压变换成高频交流电压,经高频变压器副边输出多组装置所需的各种电压和驱动所需的

11、方波电压。为了保证在送电初期电源能正常工作,特设置了初始电源产生电路。在斩波器稳定输出24V后,初始电源退出工作,由电源本身提供工作电源。注：图中所示的V2、V3、V4 指通用的开关管不一定是功率晶体管。电源控制回路采用UC系列集成电流控制芯片UC3842，UC3846作为控制芯片。可实现精确控制，提高电源的可靠性并可方便的实现保护电路的设计。开关电源的控制芯片在主回路与控制回路之间存在隔离问题,考虑到光耦合器速度较慢,且还需提供工作电源,故本电源用脉冲变压器实现主回路与控制回路之间的隔但使用脉冲变压器对斩波器斩波管V2的驱动会生一些问题。将在驱动电路部分分析解决。2.2 组合式开关电源的原理

12、分析 斩波器电路开关电源斩波器电路原理图如图2.2所示,它的功能是将从主回路中间直流电压(50V330V)变成24V稳定直流电压输出。图2.2 第一级斩波电路原理图斩波器控制电路采用PWM集成电路UC3842,电阻Rt、电容Ct决定了斩波器的工作频率。R1,R2为反馈电阻,其值决定输出电压大小,UC3842的基准电源为5V,R5是电流反馈电阻,当负载电流超过限定值时,R5将此信号反馈回UC3842,使其停止工作,起到过流保护的作用。从UC3842出来的控制信号加到互补管V1,V2上,通过脉冲变压器原边产生驱动信号,驱动斩波工作。脉冲变压器的原边截止时产生很大的尖峰脉冲电压,对V1,V2产生危害

13、。为此加吸收电容,可以大大减小尖峰脉冲。图2.3是不加吸收电容和加吸收电容时的驱动波形。减小开关管的开关损耗是保证开关管正常工作的重要因素。为此必须充分减小开关管的导通、截止过渡过程时间。采取以上措施后,开关管的导通、截止过渡过程时间可以大大减小。脉冲变压器通过一个限流电阻和稳压二极管Dz驱动Q1，该驱动电路性能随着D的变化而不同。 不加电容驱动波形 加电容驱动波形图2.3 驱动波形图 推挽式变换器电路开关电源的推挽变换器电路如图2.4所示C1, R1, D1组成了RCD缓冲电路,D2，C2，R2 为了保护变压器的绕组，防止电感峰值。Rt, Ct决定了UC3846的振荡频率,亦即高频变压器的工

14、作频率。Rr为电流检测电阻,使高频变压器副边稳定输出,不受负载等影响。在过载时使UC3846停止工作。UC3846发出控制信号驱动Q2、Q3两个mosfet管交替导通、截止,将输入24V直流电压变成高频交流信号耦合到高频变压器的副边,经整流后得到所需的各等级电源,由于UC3846的输出电流足够大可以直接驱动开关管。图2.4 推挽式变换器电路原理图3电源主电路设计3.1 buck变换器 buck工作原理BUCK变换器又称降压变换器，它是一种对输入输出电压进行降压变换直流斩波器，即输出电压低于输入电压。其基本结构如图3.1所示。假定:(l)开关晶体管、二极管均是理想元件，也就是可以快速地“导通”和

15、“截止”，而且导通压降为零，截止时漏电流为零;(2)电感、电容是理想元件，电感工作在线性区未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零;(3)输出电压中纹波电压与输出电压比值小到允许忽略。图3.1 Buck变换器电路工作过程：当主开关Tr导通，如图3.2所示，is=流过电感线圈L，电流线性增加在负载R上流过电流Io，两端输出电压Vo，极性上正下负。当is i。时，电容在充电状态。这时二极管D承受反向电压而截止。经时间D1Ts后，如图3.3所示主开关Tr截止，由于电感L中的磁场将改变L两端的电压极性，以保持其电流不变。负载两端电压仍是上正下负。在Io时，电容处在放电状态，以维持Io、Vo不变。这

16、时二极管D，承受正向偏压为电流红构成通路，故称D为续流二极管。由于变换器输出电压Vo小于电源电压Vs，故称它为降压变换器。其工作图如下图3.2和图3.3所示: 图3.2 Tr导通 图3.3 Tr关断在一般的电路中是期望BUCK电路工作在连续导通模式下的，在一个完整的开关周期中，BUCK变换器的工作分为两段，其工作波形图为:图3.4BUCK在连续模式下的工作波形图 buck变换器的参数计算在BUCK变换器电路中给定输入电压Vs的范围、输出电压Vo、功率P输出电流I。、纹波电压的范围Vo，开关频率fs，就可以推出电路中L、C的参数值和所需要开关管和二极管的耐压和耐流值，从而选定各自的型号。从图3.

17、4中的波形图可知，在开关管Tr导通期间(一)，电感电流上升量为 （3.1）在开关管关断期间，电感电流的下降量为 （3.2）由于稳态时这两个电流变化量相等，即所以由上述两式可得: （3.3）由上式整理得 （3.4） (l)电感L的确定在连续和不连续之间有个临界状态，此时 （3.5）将3.2式代入3.5可得 （3.6）将3.6式整理得 （3.7）要保证电路工作在连续工作模式必须使LLc，一般取1.2倍的裕量。(2)电容C的确定流经电容的电流是()，由于对电容的充放电产生的纹波电压，如图3.4中和波形。 （3.8）将3.2式代入3.8式得 （3.9）开关管的峰值电流为 开关管的耐压值为 根据拟定技术

18、指标：输入电压Vs 50330V 输出电压 Vo 24V 功率Po 500W 输出电流 20A Vo=1V fs 100 KHz有上述公式推到可得：Lc 取 8uH C 取 3mF根据耐压值和余量 开关管取 IRFPS37N50A 500V 37A 二极管取 RF2001T4S 400V 20A峰值电流 取36A3.2 推挽式变换器 主从输出推挽拓扑的原理图3.5 推挽脉宽调制变换器推挽拓扑如图3.5所示，它主要由带多个次级绕组的变压器构成，每个次级绕组都提供一组相差180的方波脉冲，脉冲幅值由次级绕组的匝数决定。而所有的次级绕组的脉宽都由接于次级主输出的负反馈控制电路决定。在推挽式变换器中使

19、用两个幅值相等、脉宽可调、相差180的脉冲驱动Q1和Q2基极外，它的控制电路和其他电路原理一样。导通时段，开关管的基极驱动必须足够大，已使在整个电流范围内，都能够把每个初级半绕组的底端电压拉到低到等于开关管饱和导通压降Vea，约为1V。因此当每一个开关管导通时，都提供给对应初级半绕组幅值为（Vdc1）的方波电压。考虑到输出整流二极管的正向压降Vd，整流二极管阴极的输出是一个导通时间为Ton、幅值为(Vdc-1)(Ns/Np)-Vd的平顶方波。这里Vd是整流二极管的正向压降，对于传统的快速二极管其值为1V，对于肖特基二极管（通常用于Vm为5V的大电流输出场合）其值为0.5V。因为每个半周期都有一

20、个占空比为Ton的脉冲，所以整流二极管阴极输出脉冲的占空比为2Ton/T。图3.5中，LC滤波器的输入波形是方波幅值不变且脉宽可调。图3.5中LC滤波器的功能是提供一个值为方波平均值的直流输出，同时滤除方波中的纹波。电容和电感的功能分析和计算过程与buck调整器完全一样。如图3.6所示输出Vm的直流或平均电压为 （3.10） Vm对应的主输出整流器波形如图3.6所示。如果将Vm接入负反馈，如图3.5所示，以控制导通时间Ton，则Vm将随着直流输入电压和输出负载电流的变化来调整输出，使Vm保持不变。尽管负载电流没有出现在式3.10中，但只要是负载电流改变导致的Vm变化，它都会被误差放大器所采样，

21、然后通过控制导通时间Ton来纠正，使Vm保持不变。只要L1不随负载电流减小进入不连续工作模式，导通时间Ton的变化就不大，其具体数值由式3.10根据不同的匝比Nm/Np、Vdc和周期T来确定。从输出的整流二极管阴极电压由从绕组的匝数决定。其方波宽度与主输出相同，为由主输出Vm的反馈环确定的Ton。因此从输出为 （3.11） （3.12） 推挽式变换器存在的问题及解决方法1.最小电流的限制当有从输出时，直到主输出电流降到额定值得1/10，则直到主输出电流降到最小值，根据式3.7计算出电感不都会进入不连续工作模式。在此范围内，从输出电压值将保持在5%的范围内。当主电感进入不连续状态时（电感电流低于

22、最小电流值），Ton明显下降，从输出电压也随之明显下降。不过，反馈环仍能保持主输出电压恒定。同样，从输出在其输出电流范围内也不允许不连续运行。如果他们的最小电流值选为额定值的1/10，则可以根据3.7式计算从输出电感。2 磁通不平衡如图3.6铁芯材料的磁滞回线图3.6典型铁氧体磁心材料(Ferroxcube 3C8)的磁滞回线。如果要磁通曲线保持在线性范围内，则在频率达到30kHz时，磁通变化范围须限制在2000G之间。频率为100300kHz时，由于磁心高频损耗的原因，磁通变化范围的峰值必须减至1200G或800G以下。正常工作时，磁芯的磁通变化范围位于上图所示的B1和B2之间。工作在磁滞回

23、线2000G以内的线性部分是合理的。 当Q1导通时，如图3.5所示，Np1的异名端为正，磁心沿磁滞回线上升即从B1向B2移动。其上升的实际值与Np1两端电压和Q1导通时间的乘积成比例。当Q1关断Q2导通时，Np1的同名端为正，磁心沿磁滞回线从B2往B1下降，其下降的实际值与Np2两端电压和Q2的导通时间成比例。如果Q1导通时Np1施加的伏秒数与Q2导通时Np2施加的伏秒数相等，则一个周期后，磁心会从B1上升至B2，正好又返回到B1。但只要伏秒数稍有不等，磁心就不能回到起点，并且若干周期后，磁心将偏离磁滞回线，进入饱和区。饱和区的磁心不能承受电压，当相应的开关管再次导通时，开关管将承受很大的电压

24、和电流，导致开关管损坏。 使导通时的置位伏秒数与关断时的复位伏秒数不相等的因素很多。即使Q1和Q2的基极电压宽度相同，其集电极电压宽度也可能不完全相等。对于通常的集成电路控制芯片，其产生的两组基极驱动脉冲电压基本相等。 如果Q1、Q2是双极型晶体管，则其存储时间会使集电极导通时间比基极脉冲的时间长。存储时间为0.36pts。存储时间也受温度的影响，随温度上升而显著增加。即使Q1、Q2在相同温度下的存储时间恰好相同，如果Q1、Q2在散热器上相距较远，以致工作温度不同，其存储时间也可能相差很大。 另外，如果一个开关管导通的伏秒数略大于另一个，就会使磁心略偏离平衡点而趋向饱和。如果磁心磁通达到磁滞回

25、线（如图2.3所示）的弯曲部分，则会使该开关管的电流比另一个开关管的电流大，并且在该半周期，磁心励磁电流将成为负载电流的主要部分。于是流过较大电流的开关管会变得较热，使它的存储时间延长。随着该开关管存储时间的延长，这半周期内作用于磁心的伏秒数会增加，流过的电流也会增加，该管的存储时间进一步延长。这样，失控状态将很快出现，磁心饱和，开关管损坏。 如果Ql、Q2是MOSFET管，则磁通不平衡问题兢远没有那么严重。首先，MOSFET管没有存储时间，两组栅极信号脉宽相等，两个开关管导通时间相等。更重要的是，由于MOSFET管的导通压降随温度升高而增加，所以上述失控情况不会发生。 相反地，MOSFET管

26、导通压降随温升而增加的特性提供了负反馈作用，它有助于纠正磁通不平衡问题。设伏秒数开始不平衡，则伏秒数较大的半周期内，由于磁心开始移向磁滞回线弯曲部分，流过对应开关管的电流就较大。有较大电流的开关管，管温增加，导通压降也增大，但这将使对应初级半绕组上的电压降低。从而降低该半周期的伏秒数，使流过该开关管的电流减小，恢复正常。 综上所诉，可以从平衡伏秒数出发用以下几个方法减小磁通不平。增加初级绕组的电阻匹配功率开关管磁心加气隙使用mosfet功率开关管使用电流模式拓扑由于综合考虑到技术、成本、实现的难易，本设计将采用使用mosfet功率开关管和电流模式控制以减小磁通的不平衡。 功率变压器主要参数设计

27、 1. 变压器磁芯的选择 目前，高频开关电源变压器所用的磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品的成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料的饱和磁感应强度虽然高，但在假定的测试频率和整个磁通密度的测试范围内，它们呈现的铁损最高，因此，受到高功率密度和高效率的制约，它们也不宜采用。虽然铁氧体材料的损耗比坡莫合金大些，饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状的铁芯。对于大功率、低漏磁变压器设计，用E-E型铁氧体铁芯制成的变压器是最符合其要求的，而且E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。所以，

28、综合来考虑，变换器的变压器磁芯选择功率铁氧体材料，E-E型。2. 工作磁感应强度的确定工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中的一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率的因素有关关。若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在0.16T到0.3T之间。设计中，根据特定的工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在0.2 T。3.变压器的计算功率开关电源变压器工

29、作时对磁芯所需的功率容量即为变压器的计算功率，其大小取决于变压器的输出功率和整流电路的形式。变换器输出电路为全波整流，因此 （3.13） 式中：Pt为变压器的计算功率，单位为W Po为变压器的输出功率，单位为W4.磁芯设计输出能力的确定 磁芯材料确定后，磁芯面积的乘积反映了变压器输出功率的能力。其磁芯面积为 （3.14）或 式中： Ap为磁芯截面积乘积，单位为cm4； Ac为磁芯截面积，单位为cm2； Am为磁芯窗口截面积，单位为cm2； Bm为磁芯工作磁感应强度，单位为T； Kw为窗口占空系数取0.2； Kj为电流密度系数(温升为50时，E形磁芯取534)。5.绕组匝数的计算因为变换器的电路

30、形式为推挽式，所以变压器的初级电压Up=24 V。在该变换器中满载电流20 A比较大，整流管和滤波电感上的压降不可忽视，本变换器所用的整流二极管的压降在20A电流下约为25V，滤波电感的直流压降取05V；另外，变换器满载工作时会把电压拉低，为避免把工作脉冲的占空比拉到最大时电压电流仍然达不到要求，变压器次级电压要有一定的裕度，一般取变换器输出电压的10；所以，变压器的次级电压Us=22 V。 初级绕组匝数N1 匝6.导线线径的计算绕组的导线大小根据变压器各绕组的工作电流和电流密度来确定。另外，若变压器的工作频率超过50 kHz，还需要考虑电流趋肤效应的影响，导线直径应小于两倍的穿透深度。频率为

31、100 kHz时铜导线的趋肤深度O.41 mm，因此，所取导线直径应小于0.82 mm。7.电流密度8.线圈的绕制因为变换器用的是中间抽头变压器，功率较大，宜采用三明治绕法。三明治绕法是中间初级绕组，两边次级绕组，或中间次，两边初。这种绕法会对变压器的温度有很大的帮助，且磁力线在变压器中分布较均匀，所以绕组耦合较均匀，漏感少，对外界干扰小，对纹波影响较小。变压器初级绕组绕在中间，次级是中间抽头输出，共有4个绕组，各2个绕组绕在初级的两边。3.3输出整流滤波电路设计综合各电路的优缺点选用结构简单的全波整流电路如图3.7所示,变压器中心抽头构成了全波整流电路，u2=u2a+u2b且u2a=u2b=

32、U2sint。正半周时：u2瞬时极性a(+),b(-)，VD1正偏导通，VD2反偏截止。负载电流的流通途径为aVD1Rc；负半周时：u2瞬时极性a(-),b(+)，VD1反偏截止，VD2正偏导通。负载电流的流通途径为bVD2RLc。整流电路VD1和VD2 轮流导通，整个周期内都有电压输出，故该电路称为全波整流电路。图3.7全波整流电路其主要性能指标为：(1) (2)(3)K=0.48 由于K1,脉动成分比半波整流电路小很多,纹波较小,但由于变压器次级的每个线圈只在半个周期内有电流,较全桥模式利用率不高. 图中每个二极管承受的断态电压为 （3.15）在电流连续的情况下，还可以得到用输出电压Uo表

33、示的断态电压为流过每个二极管的平均电流为 （3.16）式中，为电感电流的平均值。每个二极管的平均电流等于电感电流平均值的一半。在稳态的条件下，电感电流平均值等于负载电流，因此二极管电流平均值也等于负载电流的一半。 假设二极管的通态压降为，每个二极管的通态损耗为 （3.17）两个二极管的总通态损耗为 （3.18） 综上可知全波整流电路使用的期间数少，结构简单，通态损耗小，缺点二极管耐压高（相对于全桥型电路）总的来说适合所设计的电路。4.控制电路和保护电路的设计4.1控制电路方案比较选择电源的性能例如输入的线性调整、输入线与负载的变动反应特性，基本上取决于归返回路(return loop)的结构。

34、归返方式可分为两种，分别是: (a) 电流模式控制。 (b) 电压模式控制。有关电压模式控制 图4.1是电压模式控制的DC-DC Converter电路实例，由图可知它是由单一的反馈回路所构成，它的输出电压归返至输入端，误差增幅器可将基准电压Vref，与分压后的输出电压差分增幅，再将结果输入到脉冲宽变调器(PWM: Pulse Width Modulation)，PWM比较器(comparator)可将增幅后的差分信号，与内部产生的锯齿状信号作比较，并将调节占空比，最后再输出PWM信号。图4.1 电压模式控制的DC-DC变频器基本电路有关电流模式控制 图4.2是电流模式控制的DC-DC转换器电

35、路实例，由图可知它是在电压反馈端追加设置可使电感电流返回的回路。在电流模式控制的DC-DC变换器 ，流入电感的电流与流入PWM比较器可以控制占空比的电流都被当作控制信输入，换句话说除了输出电压之外电感电流也能反馈，是它与电压模式最主要的结构差异。4.2的电流模式控制的DC-DC 变换器的电感检测方法有三种，分别是:(一) 平均电流模式控制。(二) 固定ON/OFF时间控制。(三).峰值电流模式控制。 图4.2电流模式控制的DC-DC变换器基本电路 图4.3是平均电流模式控制的DC-DC 变换器电路，由于输入电流与输入电压同相，因此它可以有效改善输入效率。图4.3 平均电流模式控制的DC-DC

36、变换器基本电路 峰值(peak)电流模式控制则是电源电路设计经常使用的方式。图4.2的开关管Tr1一旦导通的话，电感电流IL 会大幅增加，如果电感电流IL与控制信号一致时，开关管Tr1会将固定周期的时间内关断。此外峰值电流模式控制变换器能获得良好的线形调整特性，因此可去除输入电源的交流谐波成份，去除音频噪声。不论是电流连续模式或是电流非连续模式，都具有相同的动作特性，所以即使负载范围非常宽广，两者仍然具备稳定动作的特征，而且补偿电路也很简单。电感电流IL值亦即控制电压，是利用输出电压的归返信号控制，IL的检测信号则与控制电压Vc作比较，被检测的IL直到与Vc相同之前，PWM 调节器的输出会持续

37、维持Tr1为ON状态，若IL与Vc相同时就使Tr1为OFF状态。下个周期则是由时钟脉冲使RF变低后才开始动作，如此一来IL的峰值就可利用控制电压获得正确的控制，由此可知电流模式控制特性是由许多要素构成。由上述可知电流模式的优点：(一) 具备良好的线形调整特性(二) 位相补偿非常简单(三) 响应特性不仰赖电流连续与电流非连续动作模式(四) 不需另外设置电流限制电路峰值电流模式的缺点：(一)输出电感峰值电流恒定而非平均电流恒定(二)对输出电感电流扰动的响应(三)电流模式的斜率补偿电流模式控制的转换器必需增加设置各种电路，因此设计上显得比较复杂，不过电流模式控制的优点却大于缺点，尤其是输入电压范围很

38、大的系统例如PC、高频通讯设备，或是要求低输出变动的系统，电流模式控制具备的线形调整特性就可获得充分的发挥。此外利用补偿设定的过渡反应超调、连接时间、稳定性，不论是连续模式或是非连续模式，两者的性能几乎完全相同。相较之下电压模式控制的转换器为维持连续模式，必需设置很大的磁气电路。 电流模式控制的另一项优点是它使用结构简单的零极点，加上IC化的电路使得器件的使用数量大幅减少，同时还可以降低电容器的容量与外形体积，输出电容对ESR无特别的要求。设计中一级变换器的占空比小于50%不存在扰动响应和斜率补偿的问题，而二级变换中需要应用斜率补偿，以避免震荡。斜率补偿电路如下图4.5 图4.5斜率补偿电路图

39、 由R1和R2确定幅值的正斜坡电压取自定时电容上端并与电流采样电阻加。若选择R1，R2使叠加到Vi电压斜率等于输出电感电流下降斜率的一半，则输出电感电流平均值与开关管脉宽无关。只要R1，R2满足下式就能完全补偿 （4.1）式中 由于R1和R2会从定时电容正端吸收电流而改变频率，所以要选择足够大的（R1+R2）以减小对频率的影响，先选择R1，然后根据式4.1选择R2。电流检测方法功率开关电路的电路拓扑分为电流模式控制和电压模式控制。电流模式控制具有动态反应快、补偿电路简化、增益带宽大、输出电感小、易于均流等优点，因而取得越来越广泛的应用。而在电流模式的控制电路中，需要准确、高效地测量电流值，故电

40、流检测电路的实现就成为一个重要的问题。 在电流环的控制电路中，电流放大器通常选择较大的增益，其好处是可以选择一个较小的电阻来获得足够的检测电压，而检测电阻小损耗也小。 电流检测电路的实现方法主要有两类：电阻检测和电流互感器检测。 如下图4.6图4.6电阻检测接地当使用图4.6直接检测开关管的电流时还必须在检测电阻Ri旁并联一个小RC滤波电路，因为当开关管断开时集电极电容放电，在电流检测电阻上产生瞬态电流尖峰，此尖峰的脉宽和幅值常足以使电流放大器锁定，从而使PWM电路出错。 在实际电路设计时，特别在设计大功率、大电流电路时采用电阻检测的方法并不理想，因为检测电阻损耗大，达数瓦，甚至十几瓦；而且很

41、难找到几百毫欧或几十毫欧那么小的电阻。 实际上在大功率电路中实用的是电流互感器检测，如图4.7所示。图4.7电流互感器检测电路电流互感器检测在保持良好波形的同时还具有较宽的带宽，电流互感器还提供了电气隔离，并且检测电流小损耗也小，检测电阻可选用稍大的值，如一二十欧的电阻。电流互感器将整个瞬态电流，包括直流分量耦合到副边的检测电阻上进行测量，但同时也要求电流脉冲每次过零时磁芯能正常复位，尤其在平均电流模式控制中，电流互感器检测更加适用，因为平均电流模式控制中被检测的脉冲电流在每个开关周期中都回零。如果电流互感器的磁芯不能复位，将导致磁芯饱和。电流互感器饱和是一个很严重的问题，首先是不能正确测量电

42、流值，从而不能进行有效的电流控制；其次使电流误差放大器总是“认为”电流值小于设定值，这将使电流误差放大器过补偿，导致电流波形失真。电流互感器检测最适合应用在对称的电路，如推挽电路、全桥电路中。对于单端电路因为电感电流不能回零而使直流值“丢失”了；并且电流互感器因不能磁复位而饱和，从而失去过流保护功能，输出产生过压等。综上所述，一级变换电流检测采用图4.6，二级采用图4.7的电路方法，较简单实用。4.2 控制电路设计 buck控制电路设计本设计选用UC3842作为变换器的控制芯片。对其做一个简单介绍。UC3842是高性能固定频率电流模式控制器专为离线和直流至直流变换器应用而设计，为设计人员提供只

43、需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET的理想器件。其它的保护特性包括输入和参考欠压锁定，各有滞后、逐周电流限制、可编程输出静区时间和单个脉冲测量锁存。UCX842A有16伏（通）和10伏（断）低压锁定门限，十分适合于离线变换器。UCX843A是专为低压应用设计的，低压锁定门限为8.5伏（通）和7.6伏（断）。微调的振荡器放电电流可精确控制占空比电流模式工作到500千赫自动前馈补偿锁存脉宽调制，可逐周限流内部微调的参考电压，带欠压锁定大电流图腾

44、柱输出欠压锁定，带滞后低启动和工作电流直接与安森美半导体的SENSEFET产品接口简化框图如下：图4.8 UC3842简化框图端1为COMP端；端2为反馈端；端3为电流测定端；端4接Rt、Ct确定锯齿波频率；端5接地；端6为推挽输出端，有拉、灌电流的能力；端7为集成块工作电源电压端，可以工作在840V；端8为内部供外用的基准电5V，带载能力50mA。各管脚功能说明如下表图4.9 UC3842管脚功能表各个管脚用法及接线：图4.10 误差放大器的补偿电路接法图4.11 关断锁定必须选用 MCR101 SCR以保持在Tmin时电流小于0.5mA，所有电阻都是10K。图4.12 电流波形尖脉冲的抑制

45、增加RC滤波器将消除电流波形前沿尖脉冲导致的不稳定。图4.13 软启动电路 推挽式控制电路设计控制芯片选用UC3846，其资料如下：UC3846/47电流模式PWM控制器最早是由美国尤尼创公司(Unitrode C0rporation)推出的，现由美国德州仪器公司生产。UC3846和UC3847都是16引脚PWM控制器，其主要区别在于：在关断状态下，UC3846输出低电平，而UC3847则输出高电平。UC3846/47系列电流模式PWM控制器分军品、工业品和民品三个等级，相对应的型号分别为UC1846/47，UC23846/47和UC3846/47。下面以美国德州仪器公司生产的UC3846/4

46、7电流模式PWM控制器为例，对其特点、引脚功能、电气参数、工作原理以及典型应用分别进行介绍。特点和引脚说明高频开关电源集成控制器 (1)自动前馈补偿。 (2)可编程控制的逐个脉冲限流功能。 (3)推挽输出结构下自动对称校正。 (4)负载响应特性好。 (5)可并联运行，适用于模块系统。 (6)内置差动电流检测放大器，共模输入范围宽。 (7)双脉冲抑制功能。 (8)大电流图腾柱式输出，输出峰值电流500mA。 (9)精密带隙基准电源，精度1%。 (10)内置欠电压锁定电路。 (11)内置软启动电路。(12)具有外部关断功能。 UC3846管脚图 (13)工作频率高达500kHz。 图4.14 UC

47、3846原理框图2UC3846/47的引脚功能简介如下： C/S SS（引脚1）：限流信号软启动输入端。该端可接给定信号。 VREF（引脚2）：基准电源输出端。该端输出一温度特性极佳的基准电压。 C/S-（引脚3）：电流检测比较器反相输入端。该端接电流检测信号。 C/S+（引脚4）：电流检测比较器同相输入端。该端接给定信号。 E/A+(引脚5)：误差放大器同相输入端。在闭环或开环系统中，该端都接给定信号。 E/A-（引脚6）：误差放大器反相输入端。在闭环系统中，该端接输出反馈信号。根据需要，可在该端与引脚7之间接入不同功能的反馈网络，构成比例、积分、比例积分等类型的闭环调节器。在开环系统中，该

48、端直接与引脚7相连，构成跟随器。 COMP(引脚7)：误差放大器输出端。在闭环系统中，根据需要，可在该端与引脚6之间接人不同功能的反馈网络，构成比例、积分、比例积分等类型的闭环调节器。在开环系统中，该端可直接与引脚6相连。构成跟随器。 CT(引脚8)：振荡器定时电容接人端。 Rr(引脚9)：振荡器定时电阻接入端。 Sync(引脚10)：同步信号输入端。在该端输入一方波信号可实现控制器的外同步。该端亦可作为同步脉冲信号输出端，向外电路输出同步脉冲信号。 A OUT(引脚11)：输出端A。引脚11和引脚14是两路互补输出端。 GND(引脚12)：信号地。 VC(引脚13)：输出级偏置电压接人端。

49、B OUT(引脚14)：输出端B。引脚14和引脚11是两路互补输出端。 VIN(引脚15)：偏置电源接入端。Shutdown(引脚16)：外部关断信号输入工作原理： UC3846/47采用定频电流模式控制，改善了系统的线电压调节率和负载响应特性，简化了控制环路的设计。UC3846/47内置精密带隙可调基准电压、高频振荡器、误差放大器、差动电流检测放大器、欠电压锁定电路以及软启动电路，具有推挽变换自动对称校正、并联运行、外部关断、双脉冲抑制以及死区时间调节等功能。 通过电流检测放大器实现峰值开关电流检测的方法主要有两种：(1)采用外接检测电阻 (2)采用变压器耦合，采用外接检测电阻最为简单，但是

50、需要考虑检测电阻上的功耗问题。而采用变压器耦合虽然结构上比较复杂，但既能起到隔离作用，又能提高效率，是比较理想的选择。无论采用何种方法，都必须尽量降低最大检测电压条件下的功耗。另外，如果采用检测电阻直接检测开关电流，为防止因开关管集电极寄生电容放电而引人大的电流尖峰，有必要增加一个RC滤波网络。 UC3846/47的振荡频率由下式决定： (4.2)Rt的取值范围为1500kQ，Ct的取值最好在lOOpF以上。为了防止开关管直通，在实际过程中，UC3846/47内部的振荡器将生成特定的输出“死区”时钟信号。该脉冲信号将使两个输出端处于禁止状态，从而避免直通现象的发生。输出“死区”时间的大小由振荡

51、器的下降时间决定，是定时电容Ct的函数。死区时间 (4.3)UC3846具有快速保护功能，它与电流取样电路延时关断不同。保护功能脚（脚16）经检测放大器接晶闸管的门极，当电路发生异常时，使脚16电位上升到0.35V，保护电路动作，晶闸管导通，使脚1电平被拉至接近地电平，电路进入保护状态，输出脉冲封锁。4.2驱动电路设计驱动电路如下图图4.15 带隔离变压器的驱动电路电容C起隔离直流的作用,T1为高频、高磁率的磁环或磁罐。导通时隔离变压器上的电压为(1D)Ui、关断时为DUi,若主功率管S可靠导通电压为12V,则隔离变压器原副边匝比N1/N2为12/(1D)/Ui。为保证导通期间GS电压稳定C值

52、可稍取大些。该电路具有以下优点：电路结构较简单可靠,具有电气隔离作用。当脉宽变化时,驱动的关断能力不会随着变化。该电路只需一个电源,即为单电源工作。隔直电容C的作用可以在关断所驱动的管子时提供一个负压,从而加速了功率管的关断,且有较高的抗干扰能力。但该电路所存在的一个较大缺点是输出电压的幅值会随着占空比的变化而变化。当D较小时,负向电压小,该电路的抗干扰性变差,且正向电压较高,应该注意使其幅值不超过MOSFET栅极的允许电压。当D大于0.5时驱动电压正向电压小于其负向电压,此时应该注意使其负电压值不超过MOSFET栅极的允许电压。所以该电路比较适用于占空比固定或占空比变化范围不大以及占空比小于

53、0.5的场合。所以一级变换器驱动采用该电路。4.3保护电路设计1.输入过压保护由R1、R2构成的分压电路足为输入电压Ui的检测电路，A点电压为UiR2/(R1+R2),R3、R4、RP和比较器UA构成滞环比较电路，滞环的宽度为UccR3/R4。调节器RP可以改变过压保护的限值。 原理为，当UiR2/（R1+R2）高于UH（1+R3/R4）时，比较器翻转，输出Uo变为Ucc，而当小于时输出Uo变为零。 图4.16 输入过压保护电路2.过流保护电路如下 图4.17 输入过流保护电路图中电流互感器的一次侧串入主电路中用以检测电流。电阻R1是电流互感器二次侧电流采样电阻，其电压Ur1=R1is/n，n

54、为互感器的匝比。当主电路电流增大，Ur1=R1is/n随之增大，当Ur1大于UH时，比较器A输出由低电平变为高电平，并使RS触发器翻转，去封锁PWM输出，使主电路开关管关断。要重新启动电路，则必须在RS触发器R端施加复位信号。3.欠压保护当电源供电电压过低或电源输出端过载、短路时，电源的初级电流都会大幅度增加，由于采样电阻Rs的限流作用，使得电源的工作占空比缩小，输出电压下降，电源处于非正常工作状态。特别是当输出端短路时，变压器中磁通的释放能力近似为零，随着磁通的积累，变压器将处于磁饱和状态。在初级功率管导通时，供电电压几乎全部加在功率管上，虽然采样电阻Rs可以为功率管提供短时间的保护，但长时

55、间的短路必然会导致功率管严重发热乃至损坏，所以在电源设计时必须增加欠压检测和保护电路，当检测到电源输出端出现欠压现象时，应及时关闭电源控制器，以防电源损坏。 输出端欠压检测，可以采用初级间接检测和次级直接检测两种方法，一般来说次级直接检测更迅速准确，因而在电源设计中采用较多。最普通的次级直接检测方法是在控制回路中额外增加光耦等元件如下图。图4.18 欠压采样电路4.4缓冲电路设计充放电型RCD缓冲电路如图所示，这种缓冲电路既能够起到电压钳位的作用，又能够控制电压的上升率。该缓冲电路对浪涌电压有抑制效果，与RC缓冲电路不同，由于外加了缓冲二极管D，缓冲电阻值能够变大，降低了电阻损耗，而且能够回避

56、开通时场效应管的负担问题。本电源选择了充放电型RCD缓冲电路。图4.19 RCD电路充放电型RCD缓冲电路在场效应管关断时开始动作，在理想状态下，场效应管的漏一源电压是缓慢上升的。但在实际装置中，由于在缓冲电路的配线电感和缓冲二极管瞬态正向电压下降的影响下，关断时仍有尖峰电压存在。为了应用充放电型RCD缓冲电路，关断过程中，缓冲电容的最高充电电压必须控制在场效应管的最大许用漏一源电压内。1. 缓冲电容C的计算缓冲电容器所需要的电容值可以由下式计算出: （4.4）其中:L是主电路的寄生电感;Io是场效应管关断时的漏极电流;VDsP是缓冲电容器电压的最高值;Ed是直流电源电压。缓冲电容器的电压最高

57、值应该控制在场效应管的耐压值以下，而且应该选用高频性能良好，等效串联电阻(ESR)、电感(ESL)小的薄膜电容。2.缓冲电阻R的计算. 如果要控制电压的上升率，应该在MOSFET的每一个开通周期内将电容的电荷完全释放，要求缓冲电路的RC常数比开关周期小，通常是开关周期的1/3。在本电源中，要求缓冲电阻在场效应管进行下一次断开动作之前，要将储存电荷的90%放电，缓冲电阻应该是: （4.5）其中:f是开关频率;缓冲电阻值如果取得太低，由于缓冲电路的电流振荡，场效应管开通时漏极流峰值也会增加，在满足上式的情况下应该尽量取大值。缓冲电阻发生的损耗电阻值无关.另外，应该选用寄生电感小的功率电阻，以减小电

58、路的寄生振荡。3. 3.缓冲二极管的选择 缓冲二极管是非常关键的元件，其瞬态正向压降是断时产生尖峰电压的原因之一。功率二极管从断态到稳定导通状态的过渡过程，其正向电压会随着电流的上升首先出现一个过冲，然后才逐渐趋于稳定.在缓冲电路中，一旦缓冲二极管的反向恢复时间加长，高频开关动作时缓冲二极管产生的损耗就会变大，从而影响频率的提高。所以应该选择反向恢复时间短的缓冲二极管。另外，如果缓冲二极管的反向恢复急剧，会引起缓冲二极管的反向电压过冲，并且缓冲二极管反向恢复动作时场效应管的漏一源极电压会急剧地大幅度振荡。功率二极管的恢复系数Sr定义为tb与t。之比。S，越大，二极管恢复性能越平顺，有利于减小振

59、荡，因此应该选择反向恢复特性软的缓冲二极管。本电源选择了IXYs公司的快恢复外延二极FRED，其反向恢复又快又软，并且正向恢复、高温性能也好，应用这种二极管能够减小开关损耗，减小电磁干扰噪声。4.5 自举电路设计1.UC3842供电电路设计如图4.20所示，R1、Z1将Q4的基极电压稳定在16V，R4给Q4提供集电极电流，经D22给电容C17充电，当电压达到UC3842的启动电压时，芯片开始工作，构成了启动电路；T1转换器工作后由变压器绕组13-14和13-15提供的感应电压经D23、D25、L2、R9、C9、D20整流、U3（7816）稳压后继续给U2提供+16V工作电压，同时，感应电压经整

60、流滤波后，通过R46、C43给SCR2提供电流触发，使SCR2导通，使得310V电压经R1、SCR2到地，Q4截止，以此来保护R4、Q4、R1、Z1构成的瞬间启动后电路不会因为功率大而损坏。图4.20 UC3842启动、供电电路2.UC3846自举电路变换器启动以前没有控制电源，但你需要电源来启动变换器。最简单办法是用一个自举电路。它是用一个电阻和一个电容直接从输入直流母线获得控制电源，当主变换器运行以后，从主变压器上自举线圈获得连续供电。方法适合于有欠压封锁功能的PWM芯片。当加上Uin时，电容C通过电阻R充电，电容电压上升。当达到PWM 芯片的欠压封锁（UVLO）门限电压时，PWM芯片开始