三电平逆变器IGBT驱动和保护电路的实现

1、三电平逆变器IGBT驱动和保护电路的实现由于三电平电压型逆变器对主元件的耐压要求可降低一半，而且输出波形好，因而一 出现就显示了巨大的优越性。本设计方案中三电平电压型逆变器由12个IGBT单元和钳位二 极管等组成中性点钳位电路。有三个电平（+E、0和-E）输出，在直流中间环节电容分压对称 时，就有27种不同的输出状态。由于主电路中有12只IGBT，因此需要12路驱动电路。如 果每路驱动电路采用独立开关电源+驱动模块+IGBT的常用模式，则成本非常高。在这种情 况下，就很有必要设计一种廉价、实用且有效的IGBT驱动保护电路，既能降低成本，又不 至于削弱电路的各种性能。IGBT对驱动电路的基本要求

2、作为三电平逆变器的主要功率开关器件，IGBT的工作状态直接关系到整个系统的性能。所 以设计合理的驱动电路显得尤为重要。理想的驱动电路应具有以下基本性能：要求驱动电路为IGBT提供一定幅值的正反向栅极电压Vge。正向Vge越高，器件Vces 越低，越有利于降低器件的通态损耗。但为了限制短路电流幅值，一般不允许Vge超过+20V。 关断IGBT时，必须为器件提供-5V-15V的反向Vge，以便尽快抽取器件内部的存储电荷， 缩短关断时间，提高IGBT的耐压和抗干扰能力。要求驱动电路具有隔离输入输出信号的功能，同时要求在驱动电路内部信号传输无延时 或延时很小。要求在栅极回路中必须串联合适的栅极电阻Rg

3、，用以控制Vge的前后沿陡度，进而控制 器件的开关损耗。Rg增大，Vge前后沿变缓，IGBT开关过程延长，开关损耗增加；Rg减小， Vge前后沿变陡，器件开关损耗降低，同时集电极电流变化率增大。因此，Rg的选择应根据 IGBT的电流容量、额定电压及开关频率，一般取几欧姆到几十欧姆。驱动电路应具有过压保护和dv/dt保护能力。当发生短路或过流故障时，理想的驱动电 路还应该具备完善的短路保护功能。IGBT驱动和保护电路的实现根据以上对IGBT驱动及短路保护电路的讨论，本文设计了一种具有完善短路保护功能的隔 离式IGBT驱动和保护电路，如图1所示。驱动电路驱动电路由两部分组成：载波部分和驱动部分。载

4、波部分由74HC02、晶振、74LS74、75452和脉冲变压器组成。利用调制解调的原理，脉冲 变压器既利用高频信号传递能量，同时又对驱动信号进行调制。由或非门74HC02和晶振构 成多谐振荡器，产生2MHz的高频载波信号。由于脉冲变压器工作在推挽方式下，因此需要 两个相位相差180男藕牛琪触发器74LS74的两个反相输出端提供两个反相信号驱动 75452。75452是一个集成驱动器。当驱动信号PWM1和故障信号GZ1同时为高电平时，与门 74HC08输出高电平，75452选通，高频载波信号驱动变压器，将驱动功率和驱动信号同时传 递到驱动部分。当PWM1和GZ1中有一个为低电平时，封锁高频载波

5、信号，驱动级靠储存的 能量维持工作。同时，脉冲变压器工作在推挽方式下，还可以将驱动器75452的压降钳位在 2倍的工作电压（即10V）上，以防止过电压烧坏75452。驱动部分由 VD广VD6、C5C8、VZ1、VZ2、C1、R1、V2、R3、V3 和 V4 组成。其中，VD3VD6 作为全桥整流，C5C8为滤波电容，将高频载波信号中的能量储存在电容中，用来提供驱动 功率。VDl和VD2实现反向全波整流，既避免了与正向全桥整流竞争，又可用于分辨驱动信 号VZ 1和VZ2用于稳压，为后级电路提供一个稳定的15V电压。电容C1用于滤波，当变 压器有信号传输时，C1充电，A点电位为-15V，E点电位变

6、为+15V，V4截止，V3导通，驱 动IGBT；当变压器中的信号消失，C1放电，A点电位变高，V1导通，C2通过V1更快放电， 将B点电压钳位在-15V，使后续保护电路不会动作；同时V2截止，E点电位变为-15V，V3 截止，V4导通，IGBT正常关断。由于二极管D2和D3反向截止，则电容C3和C4上电压被 充电至+15V，不会放电。保护电路过压保护对于过压保护采取的措施为：门极和发射极之间并联反向串联的稳压二极管VZ3和VZ4；门 极和发射极之间加门极发射极电阻R6；加阻容吸收电路，由D6、R14和C9组成。dv/dt保护对于dv/dt保护采取的措施为：IGBT关断时加足够的负栅极电压（-1

7、5V）；关断时，保证栅 极电阻较小。当IGBT关断时，二极管D4使R17和R5并联，减小栅极电阻；驱动电路与IGBT 栅极发射极之间的连线要尽量短，以使栅极发射极电路电感尽可能小。过流保护检测IGBT饱和压降的“延时搜索过电流保护”是一种比较好的方法。它可以迅速检测出IGBT 是否过流并采取保护措施。根据IGBT的特点，一个合理的短路保护流程如图2所示。该流程采用延时2ms缓降栅压，再延时10ms封锁输入信号的方案，既保证了能有效排除偶 然的短路信号引起保护电路动作，又保证了在发生严重的短路故障时，能及时地关断IGBT， 防止器件损坏。本设计方案中，过流保护电路由短路检测电路（D1、R2、V1

8、和C2）、2ms缓降栅压电路（R7、 LM111、VZ7、VZ8、R11、D2 和 C3）、延时 10ms 封锁输入信号电路（D3、R4、C4、VZ9、6N137 和74HC08 ）组成。下面简要介绍该电路的过流保护原理：设IGBT 已正常导通，则V1和V2截止，V3导通，V4截止；B点电压稳定在+3V左右（IGBT 正常导通时的饱和压降），C、D点电压稳定在+15V左右。当IGBT过流时，饱和压降增加， D1反向截止，则C2通过R2被充电，两端电压逐渐增大。当C2电压高于比较器设定的比较 电压时，比较器LM111输出高电平，VZ7和V5导通，C点电压被钳位至10V，则E点电压变 为+10V，

9、从而起到了缓降栅压的作用。至于缓降栅压的时间，则由电容C2上的电压由+3V 上升到电压比较器的设定值（即稳压管VZ6的稳压值）的时间间隔决定。当IGBT栅极电压降低到+10V后，过电流允许时间一般为10ms。如果在10ms内故障消失， IGBT饱和压降降低，则D1导通，B点电压降低，比较器输出低电平，电路恢复正常工作。 如果在10ms内故障未消失，则C2继续充电，当大于一设定值（VZ9的稳压值+6N137的压降 +V6的压降）时，V6导通，C4通过R4放电，使得D、E点电压逐渐降低至-15V，V3截止， V4导通，IGBT被慢速关断。同时6N137输出故障信号（为低电平），与门74HC08输出

10、低电平， 75452关断，封锁PWM1和高频载波信号，起到了双重保护作用。电路参数设置及设计注意事项虽然理论上载波信号的频率越高越好，这样变压器可以选择得更小。但考虑到分立器件本身 的响应速度，一般选择2MHz以下的频率，不宜过高。本设计方案中采用1MHz的载波信号频 率。设计时，为减少功耗，D触发器采用的是CMOS集成电路74HC74。但在实际调试中发现，采 用74HC74导致载波电路中的噪声很大，使得变压器的发热严重。在衡量利弊得失后，最终 采用TTL集成电路74LS74。由于载波频率很高，脉冲变压器的体积可以做得很小。该设计中，采用市售的脉冲变压器骨 架和磁芯，自己绕制变压器，其原副边匝

11、数比为1:3。为了减少漏感，除绕组均匀绕在磁芯 骨架上外，更有效的方法是采用双线并绕，可以显著降低漏感，初、次级绕组都是并联绕后 串联使用。当绕组各层高度不等、相互错开时，漏感也会加大，这是不希望的。所以绕线时 特别注意要严格按照工艺纪律执行，注意绕组各层次高度不能塌线，互相错开。由于载波频率达到1 MHz，因此变压器次级整流二极管的反向恢复速度显得极为重要。普通 的快恢复二极管由于反向恢复时间较长，导致整流桥的桥臂上下直通，形成瞬间短路，并导 致初级有一个瞬间的大电流，使75452处于过载状态，不能长时间工作。本方案中采用 1N4148，它的反向恢复时间为8ns，完全满足电路要求。为了缩短驱

12、动信号的延迟时间，可以将C1取得小些；由于整流二极管还是有一定的反向恢 复时间，因此需要对A点的信号滤波，否则纹波可能会导致V1和V2误导通。为了有足够的 滤波能力，C1的取值需要折衷，以得到最佳效果。由图l可知，启动保护电路的过电流应对应一个IGBT饱和压降，所以可通过调整VZ6的稳 压值来设定比较器的比较值。当B点电压，即IGBT饱和压降大于此值时，过流保护电路启 动。缓降栅压的延迟时间（从过流开始到栅极电压由+15V降到+10V所需的时间），可通过选择电 阻R2和电容C2的值来确定。其中，Vsat为IGBT正常饱和压降，Vsat2为比较器的设定值。本方案中，Vsat2 = +5 V。 V

13、Z5的作用是：把IGBT过流时B点的最终电压钳位在+15V，以免过电压烧坏LM11LVZ8的 作用是：把IGBT过流时C点的最终电压钳位在+10V，即缓降栅压后驱动IGBT的栅压值。 降低栅极电压后的搜索时间（栅极电压为+10V时的延迟搜索时间）t2可通过稳压二极管VZ9 的值Vz9来设定。Vz9其中，1.2V为6N137的压降，0.6V为V6的压降。慢速关断时间（栅极电压由+10V降低到-15V的时间）t3可通过改变电阻R4来设定。t3由电 容C4通过R4的放电速度决定。C4的电压初始值为+15V，关断后加在栅极上的电压可通过 R3和R4的值来决定。结语该驱动电路简单、可靠，成本低廉，输入输出信号传输延时小。