最新高频课程设计报告

1、 PAGE 15 PAGE 1主要技术指标要求发射功率PA500mW负载电阻天线RL=50工作中心频率f0=5MHz最大频偏总效率调频发射机的工作原理一个调频发射机的组成框图如下列图所示，其工作原理是：第一本机振荡产生一个固定频率的中频信号，它的输出送至调制器；话音放大电路放大来自话筒的信号，其输出也送至调制器；调制器输出是已调幅了的中频信号，该信号经中频放大后与第二本振信号混频；第二本振是一频率可变的信号源，一般选第二本振频率fo2是第一本振fo1与发射载频fc之和，混频器输出经带通或低通滤波器滤波，是输出载频fc=fo2-fo1;功放级将载频信号的功率放大到所需发射功率。功放带通混频中放调

2、制器器本振1功放带通混频中放调制器器本振1话筒本振2话筒本振2话音放大天线天线发射机的组成方框图拟定整机方框图的一般原那么是，在满足技术指标要求的前提下，应力求电路简单、性能稳定可靠。单元电路级数尽可能少，以减少级间的相互感应、干扰和自激。由于此题要求的发射功率PA不大，工作中心频率f0也不高，因此晶体管的参量影响及电路的分布参数的影响不会很大，整机电路可以设计得简单些，组成框图如图1所示，各组成局部的作用是:图1 发射机组成方框图单元电路设计4.1 LC调频振荡级LC调频振荡级产生频率为f0=5MHz的高频振荡，变容二极管线性调频，最大频偏为，整个发射机的频率稳定度由该级决定。可假设主振频率

3、f0=5MHz，频率稳定度，输出电压V01V，最大频偏。由于对主振频率f0要求不高，但对频率稳定度要求较高，应选用图2所示的LC调频振荡器电路。图2 LC调频振荡级原理图(2)电路原理分析在LC振荡电路中晶体管T电容三点式振荡器的改良型电路，即克拉波电路，它被接成共基组态，CB为基极耦合电容，其静态工作点由RB1、RB2、RE及RC决定。小功率振荡器的静态工作电流ICQ一般为14mA。ICQ偏大，振荡幅度增加，但波形失真加重，频率稳定性变差。L1、C1与C2、C3组成并联谐振回路，其中C3两端的电压振荡器的反应电压VBE，以满足相位平衡条件。比值C2/C3=F决定反应电压的大小。当AVOF=1

4、时，振荡器满足振幅平衡条件，电路的起振条件为AVOF1。为减小晶体管的极间电容对回路振荡频率的影响，C2、C3的取值要大。如果选C1?C2，C1?C3，那么回路的谐振频率f0主要由C1决定。调频电路由变容二极管Cj及耦合电容Cc组成，R1与R2为变容二极管提供静态时的反向直流偏置电压VQ，即VQ=R2/(R1+R2)Vcc。电阻R3称为隔离电阻，常取R3?R2，R3?R1，以减小调制信号V对VQ的影响。C5与高频扼流圈L2给V提供通路，C6起高频滤波作用。变容二极管Cj通过Cc局部接入振荡回路，有利于提高主振频率f0的稳定性，减小调制失真。4.2 缓冲隔离级 将振荡级与功放级隔离，以减小功放级

5、对振荡级的影响。因为功放级输出信号较大，当其工作状态发生变化时如谐振阻抗变化，会影响振荡器的频率稳定度，使波形产生失真或减小振荡器的输出电压。进行设计时，为减小级间相互影响，通常在中间插入缓冲隔离级。一般采用如图3所示电路：图3 缓冲隔离级电路原理图不管是在低频电路还是高频电路的设计中，缓冲隔离级常采用射极跟随器电路，如上图，调节射极电阻RE2，可以改变射极跟随器输入阻抗。如果忽略晶体管基极电阻rb的影响，那么射极输出器的输入电阻Ri为Ri=RB/RL，式中，RL=(RE1+RE2)/RL,RB=RB1/RB2；输出电阻R0为 R0=(RE1+RE2)/r0，式中，r0很小，所以可将射极输出器

6、的输出电路等效为一个恒压源。电压放大倍数AV为 ，式中，gm晶体管的跨导，一般情况下gmRL1。所以，图中所示射极输出器具有输入阻抗高、输出阻抗低、电压放大倍数近似等于1的特点。晶体管的静态工作点应位于交流负载线的中点，一般取，ICQ=310mA. 对于上图所示电路，取VCEQ=6V，ICQ=4mA,假设晶体管的电流放大倍数=60，那么RE1+RE2=VEQ/ICQ=1.5k，取RE=1k, RE2=1k可以估算出，功率鼓励级的输入阻抗为335，即射随器的负载电阻RL=335，并可计算出射随器的输入电阻Ri，即 Ri=RB/RL3.6k，输入电压Vi为为减小射随器对前级振荡器的影响，耦合电容C

7、1不能太大，一般为数十皮法。C2为0.022F左右。4.3高频功率放大级将前级送来的信号进行功率放大，使负载天线上获得满足要求的发射功率。如果要求整机效率较高，应采用丙类功率放大器，假设整机效率要求不高如而对波形失真要求较小时，可以采用甲类功率放大器。但是设计要求总效率，应选用丙类功率放大器较好，因此选用如图4所示电路：图4 高频功率放大级电路原理图2电路原理分析由晶体管3DG12组成的宽带功率放大器工作在甲类状态。其中R1、R2为基极偏置电阻，RE1为直流反应电阻，以稳定电路的静态工作点。RF为交流负反应电阻，可以提高放大器的输入阻抗，稳定增益。丙类功率放大器的基极偏置电压-VBE是利用发射

8、极电流的直流分量IE0(IE0=IC0)在射极电阻RE2上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号Vi为正弦波时，集电极的输出电流ic为余弦脉冲波。利用谐振回路L2C2的选频作用可输出基波谐振电压VC1、电流ic1 。参数计算与分析5.1 LC调频振荡器1计算振荡回路元件参数值振荡器的静态工作点取ICQ=2mA，VCEQ=7V，晶体管=60。因 RE+RC=为提高电路的稳定性，RE的值可适当增大，取RE=1k，那么RC=1.5k因VEQ=ICQ*RE=2V假设取流过RB2的电流IB2=10IBQ=10ICQ/=0.33mA那么 RB2=VBQ/IB28.2k因即RB1最好用2

9、0k电阻与47k电位器的串联组合，以便调整静态工作点。假设取=100pF，由得可适当调整的圈数或的值。电容、由反应系数F及电路条件， 决定，假设取=510pF，由F=，那么取=3600pF，取耦合电容。2计算调频电路元件参数值变容二极管的静态反偏压VQ由电阻与分压决定，即，假设取，那么最好用10k电阻与47k电位器的串联组合，以便调整静态偏压VQ隔离电阻R3应远大于、，取R3=150k。因接入系数，一般接入系数，为减小振荡回路输出的高频电压对变容晶体管的影响，n值应取小，但n值过小又会使频偏达不到指标要求。可以先取n=0.2，然后再调试。由变容二极管特性曲线得到时，对应Cj=75pF，那么，取

10、标称值20pF低频调制信号的耦合支路电容及电感对VQ提供通路，一般的频率为几十赫至几十千赫兹，故取，固定电感。高频旁路电容应对调制信号呈现高阻，取。5.2 高频功率放大器1参数限定晶体管3DG12的主要参数为PCM=700mW，ICM=300mA，VCE0.6V，hfe30，fT150MHz晶体管3DA1的主要参数为PCM=1W，ICM=750mA，VCE1.5V，hfe10，fT=70MHz，AP13dB放大器主要技术指标：输出功率P0500mW，工作中心频率f05MHz，效率50%，负载RL=50，功率增益AP6dB2丙类功率放大器 确定放大器的工作状态为获得较高的效率及最大输出功率P0。

11、放大器的工作状态选为临界状态，取，得谐振回路的最正确负载电阻Re为得集电极基波电流振幅为得集电极电流脉冲的最大值Icm及其直流分量Ic0，即Icm=Icm1/1=216mAIc0=Icm0/0=54mA 得电源供应的直流功率PD为PD=VCCIc0=0.65W得集电极的耗散功率PC为PC=PD-P0=0.15W得放大器的转换效率为=P0/PD=77%假设设本级功率增益AP=13dB20倍，输入功率Pi为Pi=P0/AP=25mW得基极余弦脉冲电流的最大值为Ibm设晶体管3DA1的直流=10Ibm=Icm/=21.6mA得基极基波电流的振幅Ibm1为Ibm1=Ib01()=9.5mA得输入电压的

12、振幅Vbm为计算谐振回路及耦合回路的参数丙类功放的输入输出耦合回路均为高频变压器耦合方式，其输入阻抗|Zi|可计算，得：输出变压器线圈匝数比为取N3=2,N1=3。假设取集电极并联谐振回路的电容C=100pF，得回路电感为变压器的匝数N1、N2、N3的计算值只能作为参考值，由于电路高频工作时分布参数的影响，与设计值可能相差较大。为调整方便，通常采用磁心位置可调节的高频变压器。基极偏置电路参数计算基极直流偏置电压VB为射极电阻RE2为 RE2=|VB|/ICO=20取高频旁路电容CE2=0.01F3甲类功率放大器计算电流性能参数由丙类功率放大器的计算结果可得甲类功率放大器的输出功率PO应等于丙类

13、功放的输入功率Pi，输出负载Re应等于丙类功放的输入阻抗|Zi|，即PO=Pi=25mW,Re=|Zi|=86。设甲类功率放大器的电路如图4所示的鼓励级电路，取变压器效率T=0.8，得集电极的输出功率P0为假设P0=PO/T31mW假设取放大器的静态电流ICQ=Icm=7mA，得集电极电压的振幅Vcm及最正确负载电阻Re分别为Vcm=2P0/Icm=8.9V因射极直流负反应电阻RE1为 ， 取标称值360得输出变压器匝数比为假设取二次侧匝数N2=2，那么一次侧匝数N1=6本级功放采用3DG12晶体管，设=30，假设取功率增益AP=13dB20倍，那么输入功率Pi为Pi=P0/AP=1.55mW

14、得放大器的输入阻抗Ri为Rirb+R3=25+30R3假设取交流负反应电阻R3=10， 那么Ri=335得本级输入电压的振幅Vim为计算静态工作点由上述计算结果得到静态时(Vi=0)晶体管的射极电位VEQ为VEQ=ICQRE1=2.5V那么VBQ=VEQ+0.7V=3.2V，IBQ=ICQ/=0.23mA假设取基极偏置电路的电流I1=5IBQ，那么R2=VBQ/5IBQ=2.8k，取标称值3k。取高频旁路电容CE1=0.022F，输入耦合电容C1=0.02F。总原理图及元器件清单6.1总原理图6.2 元件清单R128K1C4100pF1R28.2K1C533pF1R32K1C620pF1R41

15、K1C74.7uF1R5150K1C85100uF1R620K1C90.01uF1R710K1C100.01uF1R88K1C11330pF1R910K1C120.02uF1R1010K1C0.01uF4R118.2K1T13DG61R123K1T23DG61R1351T33DA11R143601T43DG121R15101L110uH1R16201L247uH1RL511L47uH2C10.01uF1Cj变容二极管1C2510pF1TR16T：2T1C33600pF1TR22T(3T)：2T1心得体会 为期两周的课程设计，让我体会到理论与实际的差距，更重要的是遇到问题，切身去解决它的必要，这

16、次的课程设计不仅稳固了所学的知识，还提高了我的实践动手能力。 这次的设计中，老师并非我们想象中的手把手教我们，而是把一切都交给我们自己，开始我有点不适应，甚至还抱怨老师，到最后才发现自己是那么的幼稚，不管怎样，自己动手，才会发现成功的喜悦。开始是无从下手，到后来渐渐的在网上搜索资料和翻阅书籍，才开始进入了状态，同时也开始喜欢上它了，遇到困难时，就会去问同学，和同学一起讨论它的理论知识，像是LC振荡器、缓冲级、末级功放中的一些原理，弥补了自己的缺乏之处。在画电路图时，不知道怎么用protel，multisim就让我懊恼不已，在这段期间也浪费了我好长时间，后来发现暴躁解决不了问题，只有自己静下心来慢慢学，才踏实不少，也收获丰富。到课程设计做的差不多时，或许是看见好多同学都已经放假回家的原因，我也理所当然的松懈下来，还自以为是的认为这些已经足够了，而事实并非如此，当别人问起时，我还是理解的不透彻，原来自己总是浅尝辄止。在这紧张的时刻，更是表达我们能力的时候，并不是你有多优秀抑或是怎样，而是不管何时何地，你都要学会宠辱不惊