几种电源应用设计举例

第10章几几种种应用用设计计举例例§10.1小小灵通通基站站电源源设计计§10.2直直流电电机调调速§10.3基基于DSP的直直流电电机弱弱磁调调速示示例§10.4高高频频弧弧焊焊电电源源设设计计返回回§10.1小小灵灵通通基基站站电电源源设设计计小灵灵通通(PHS)的的基基站站基基本本上上由由市市电电供供电电，，需需要要电电力力部部门门、、基基站站所所在在单单位位或或市市民民配配合合，，电电力力检检修修或或电电网网故故障障会会造造成成服服务务中中断断，，给给小小灵灵通通的的正正常常运运行行造造成成极极大大的的困困难难，，阻阻碍碍了了小小灵灵通通的的发发展展，，严严重重地地损损害害了了小小灵灵通通运运营营商商的的信信誉誉和和小小灵灵通通用用户户的的利利益益。。通通信信电电源源典典型型的的配配电电方方式式有有市市电电和和UPS、、市市电电和和发发电电机机，，由由于于小小灵灵通通基基站站多多，，不不可可能能为为每每一一个个基基站站配配备备UPS或或发发电电机机，，为为了了保保证证基基站站供供电电安安全全，，若若对对基基站站供供电电采采用用采采用用远远程程直直流流供供电电，，即即市市电电工工作作正正常常时时，，利利用用市市电电供供电电，，市市电电停停电电后后，，利利用用小小灵灵通通基基站站的的空空余余线线对对进进行行直直流流远远供供，，这这种种方方式式成成本本较较低低可可靠靠性性高高，，室室外外维维护护量量小小，，可可以以保保证证小小灵灵通通的的通通讯讯需需要要。。1技术指指标输入电压:41-57Vdc；；输入电流:<5A；转换效率≥≥85%；；输出电压:220Vdc±20%；输出电流：500mA；；电压调整率：：整定值±0.2%；输出纹波电压压峰-峰值小小于200mV；过载保护:输输出功率>120%额额定功率时切切断输出,自自恢复；开路保护:输输出电流≤≤50mA时时自动关断,自恢复；2基于UC3846的的电源设计DC/DC变变换器主电路路拓扑有正、、反激式、推推挽式、半桥桥式和全桥式式等。控制芯芯片的种类也也非常多，主主要分为电流流控制型与电电压控制型两两大类。图10-1示示出了采用电电流型PWM控制器的全全桥DC-DC变换器的的原理电路。。控制电路包包含两个反馈馈环节：峰值值电流的内环环反馈和输出出电压的外环环反馈，外环环误差放大器器OP的输出作为内内环的给定，，由于峰值电电流型变换器器在占空比大大于0.5时时会出现不稳稳定现象，需需要斜坡补偿偿，在峰值电电流取样信号号（电感电流流取样信号））上按一定的的补偿系数叠叠加振荡器产产生的震荡信信号。内环和和外环共同作作用根据输入入电压和负载载的变化情况况调整占空比比D，保证输出电电压Vo的稳定。选用全桥式DC/DC变变换器作为主主电路，电流流型PWM控控制芯片UC3846作作为该系统的的控制单元。。图10-1峰峰值电流型型PWM控制制的全桥DC-DC变换换器的原理电电路1）控制电路路设计UC1846的内部结构构方框图如图图10-2所所示，它专门门设计了一个个电流测定放放大器，增益益为3。误差差放大器E/A（管脚5、6、7））输出（7脚脚）经二极管管和0.5V偏压后送至至比较器反向向端，比较器器同相端为三三倍后的电流流测量信号。。注意振荡器器的锯齿波信信号没有输入入比较器，因因此比较器后后增设一个锁锁存器。关断断信号与350mV电压压比较后，也也送到锁存器器，锁存器器由锯齿波作作为复位时钟钟脉冲。另外外，振荡器具具有可变死区区时间控制和和外同步能力力。电流限制制1端电平可可由外电路限限定，由它影影响误差放大大器的电压输输出值。基准准电压精度达达1%，振荡荡器频率可达达1MHz，，因此脉宽调调制器A、B输出端的工工作频率可达达500KHz。图10-2UC1846的的内部结构方方框图电流测定放大大器输出由内内电路限定在在3.5V，，因此，电流流取样的入最最大电压值为为1.2，根根据1.2V数值可以选选定电流测定定环节参数。。当使用电阻阻测定电流时时，阻值：IPK即为电感电电流的峰值值。也可以以用电流传传感器测量量电流，得得到电压加加在3、4端。如如果电感电电流有瞬态态尖峰，则则应加入小小电容———电阻进行行滤波。UC1846的电电流限制方方式是它的的突出优点点之一，它它限制尖峰峰电流的能能力特别强强，可以实实现电流逐逐个脉冲比比较，即对对每个脉冲冲电流检测测限定。图10-3示出电流流测定、限限制调整的的工作原理理。基准电电压经经电阻阻R1，R2到地，，故当E/A误误差放大器器输出电压压为VP1+0.5时时（0.5V为Tr导通所需需电压），，晶体管将将导通。因因此，电流流限制1端端的电压给给定值即给给定了E/A的限幅幅值。此限限幅值的1/3，即即应为电流流测定电阻阻Rs的电电压值。因此，使比较较器翻转的阀阀值电压为；；Rs的两两端电压超过过VRS值时，UC1846PWM比较器器将输出锁闭闭，相应此时时的电感峰值值电流为：图10-3电电流流测定定、限限定调调整的的工作作原理理振荡器器的频频率：：RT的值从1k--500k。CT的值不能小小于100P。增大大CT的值，增大大锯齿波下下降时间，，即死区增增大。一般般可选=1000P，如果多多片UC1846工作需需要同步时时，则只要要在一个UC1846上装装上RT、CT元件，并把把他的同步步端连接到到所有的UC1846的同步步端上即可可。使用时时在R2两两端并联联电容CS可起软启动动控制的作作用。2）主电路路设计全桥电路对对角的两个个功率晶体体管作为一一组，每组组同时接通通或断开，，两组开关关轮流工作作，中间有有死区，在在死区时间间内，四个个开关将均均处与断开开状态。四四个开关导导通占空比比值均相等等。根据设计指指标，最最大输入功功率：最小输入电电压：41V，则最最大输入脉脉冲电流：：3）变压器器变比变压器的原原边电压：：为POWERMOSFET开通时时的最大饱饱和压降；；VRL为导线压降降。代入数数值，从左到右依依次为：输输出电压压、整流二二极管压降降、电感电电压、线损损电压降。。因为输出出电压为，，代入数数值变压器初级级和次级的的匝数比：：4）输出出滤波管的的设计主电路的工工作频率为为100KHZ，，输出整流流快采用快快恢复二极极管，变压压器次级电电流最大值值为5）驱动电电路设计在功率变换换装置中，，根据主电电路的结构构，其功率率开关器件件一般采用用直接驱动动和隔离驱驱动两种方方式。采用用隔离驱动动方式时需需要将驱动动电路、控控制电路、、主电路互互相隔离，，隔离驱动动可分为电电磁隔离和和光电隔离离两种方式式。电磁隔离用用脉冲变压压器作为隔隔离元件，，具有响应应速度快（（脉冲的前前沿和后沿沿），原、、副边的绝绝缘强度高高，dv/dt共模模干扰抑制制能力强。。但信号的的最大传输输宽度受磁磁饱和特性性的限制，，因而信号号的顶部不不易传输。。而且最大大占空比被被限制在50％，信信号的最小小宽度又受受磁化电流流所限。光电隔离驱驱动方式，，每路驱动动都要一组组辅助电源源，增加了了电路的复复杂性，随随着驱动技技术的不断断成熟，已已有多种集集成厚膜驱驱动器推出出。如EXB840/841、EXB850/851、、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065、、HCPL316等等等，它们们均采用的的是光电隔隔离。IR2110是美国国国际整流流器公司（（InternationalRectifierCompany））于1990年前后后开发并投投放市场至至今独家生生产的大功功率MOSFET专专用驱动集集成电路。。IR2110自举技技术同时输输出两路驱驱动信号,驱动逆变变桥中高压压侧与低压压侧MOSFET，，它的内部部为自举工工作设计了了悬浮电源源，悬浮电电源保证了了IR2110直接接可用于母母线电压为为-4———+500V的系统统中来驱动动功率MOSFET。同时器器件本身允允许驱动信信号的电压压上升率达达±50V/μs，，芯片自身身有整形功功能，实现现了不论其其输入信号号前后沿陡陡度如何，，都可保证证加到被驱驱动MOSFET栅栅极上的驱驱动信号前前后沿很陡陡，因而可可极大地减减少被驱动动功率器件件的开关时时间，降低低开关损耗耗。IR2110的功耗耗很小，故故可极大地地减小应用用它来驱动动功率MOS器件时时栅极驱动动电路的电电源容量。。从而可减减小栅极驱驱动电路的的体积和尺尺寸，当其其工作电源源电压为15V时，，其功耗仅仅为1.6mW。IR2110的合理理设计，使使其输入级级电源与输输出级电源源可应用不不同的电压压值，因而而保证了其其输入与CMOS或或TTL电电平兼容，，而输出具具有较宽的的驱动电压压范围，它它允许的工工作电压范范围为5-20V。。同时，允允许逻辑地地与工作地地之间有-5--+5V的电电位差。在IR2110内部部不但集集成有独独立的逻逻辑电源源实现与与用户脉脉冲匹配配，而且且还集成成有滞后后和下拉拉特性的的施密特特触发器器作为输输入级，，保证当当驱动电电路电压压不足时时封锁驱驱动信号号，防止止被驱动动功率MOS器器件退出出饱和区区、进入入放大区区而损坏坏。可对对输入的的两个通通道信号号之间产产生合适适的延时时，保证证加到被被驱动的的同桥臂臂上的两两个功率率MOS器件件的驱动动信号之之间有一一互锁时时间间隔隔，防止止了被驱驱动的逆逆变桥中中两个功功率MOS器器件同时时导通，，防止了了直通短短路的危危险。IR2110的的最高工工作频率较高高，内部对信信号的延时很很小。对两个个通道来说，，其典型开通通延时为120ns，而而关断延时为为94ns，，且两个通道道之间的延时时误差不超过过10ns，，因而决定了了IR2110可用来实实现最高工作作频率大于1MHz的门门极驱动。IR2110的的输输出出级级采采用用推推挽挽结结构构来来驱驱动动功功率率MOSFET，，输输出出最最大大为为2A的的驱驱动动电电流流，，且且开开关关速速度度较较快快，，当当所所驱驱动动的的功功率率MOS器器件件的的栅栅极极等等效效电电容容为为1000pF时时，，该该开开关关时时间间的的典典型型值值为为25ns。。IR2110原原理图图见图图10-4。从从图可可见，，其内内部集集成有有一个个逻辑辑信号号输入入级及及两个个独立立的、、分别别以高高电压压、低低电压压为基基准的的输出出通道道，它它的主主要构构成有有三个个独立立的施施密特特触发发器、、两个个RS触发发器、、两个个Vdd/Vcc电电平转转换器器、一一个脉脉冲放放大环环节、、一个个脉冲冲滤波波环节节、一一个高高压电电平转转换网网络及及两个个或非非门、、六个个MOS场场效应应晶体体管、、一个个具有有反相相输出出的与与非门门、一一个反反向器器和一一个逻逻辑网网络。。图10-4IR2110的的原理理图两个输输出通通道（（上通通道及及下通通道））的控控制脉脉冲通通过逻逻辑电电路与与输入入信号号相对对应，，当保保护信信号（（SD）输输入端端为低低电平平时，，同相相输出出的施施密特特触发发器输输出为为低电电平，，两个个RS触发发器的的置位位信号号无效效，两两或非非门的的输出出跟随随HIN及及LIN变变化；；而当SD端端输入入为高高电平平时，，因施施密特特触发发器输输出高高电平平，两两个RS触触发器器置位位，两两或非非门输输出恒恒为低低电平平，HIN及LIN输入入信号号无效效，此此时即即使SD变变为低低电平平，但但由于于RS触发发器由由Q端端维持持高电电平，，两或或非门门输出出将保保持低低电平平，直直到施施密特特触发发器输输出脉脉冲的的上升升沿到到来，，两个个或非非门才才因RS触触发器器翻转转为低低电平平而跟跟随HIN及LIN变化化。由于逻逻辑输输入级级中的的施密密特触触发器器具有有一定定的滞滞后，，因而而整个个逻辑辑输入入级具具有良良好的的抗干干扰能能力，，并可可接受受上升升时间间较长长的输输入信信号，，再则则逻辑辑电路路以其其自身身的逻逻辑电电源为为基准准，这这就决决定了了逻辑辑电源源可用用比输输出电电源电电压低低得多多的电电源。。为了将将逻辑辑信号号电平平转变变为输输出驱驱动信信号电电平，，片内内设置置两个个抗干干扰性性能很很好的的Vdd/Vcc电平转转换电电路，，该电电路的的逻辑辑地电电位（（Vss））和功功率电电路地地电位位（COM）之之间允允许有有+/-5V的的额定定偏差差，因因此决决定了了逻辑辑电路路不受受输出出驱动动开关关动作作而产产生的的耦合合干扰扰的影影响。。集成成于片片内下下通道道内的的延时时网络络实现现了两两个通通道的的传输输延时时，此此种结结构简简化了了控制制电路路时间间上的的要求求。两两个通通道分分别应应用了了两个个相同同的推推挽式式低阻阻场效效应晶晶体管管，该该两个个场效效应晶晶体管管分别别有两两个N沟道道的MOSFET驱驱动，，因而而其输输出峰峰值电电流可可达2A以以上。。对于上通通道，开开通和关关断脉冲冲分别由由HIN的上升升和下降降沿触发发，用以以驱动电电平转换换器，转转换器接接着又对对工作于于悬浮电电位上的的RS触触发器进进行置位位或复位位，这便便是以地地电位为为基准的的HIN信号的的电平转转换为悬悬浮电位位的过程程。由于于Vs端端快速dV/dt瞬变变产生的的RS触触发器的的误触发发可以通通过一个个鉴别电电路与正正常的下下拉脉冲冲有效地地区别开开来，这这样，上上通道基基本上可可承受任任意幅值值的dV/dt值，并并保证了了上通道道的电平平转换电电路即使使在Vs端电压压降到比比COM端还低低4V时时仍能正正常工作作。对于下通通道，由由于正常常时SD为低电电平、Vcc不不欠压，，所以施施密特触触发器的的输出跟跟随LIN而变变化，此此信号经经下通道道中的Vdd/Vcc电平转换换器转换换后加给给延时网网络，由由延时网网络延时时一定的的时间后后加到与与非门电电路，其其同相和和反向输输出分别别用来控控制两个个互补输输出级中中的低阻阻场效应应晶体管管驱动级级中的MOS管管，当Vcc低低于电路路内部整整定值时时，下通通道中的的欠压检检测环节节输出，，在封锁锁下通道道的同时时封锁上上通道的的脉冲产产生环节节，使整整个芯片片的输出出被封锁锁；而当当Vb欠欠电压时时，则上上通道中中的欠电电压检测测环节输输出仅封封锁上通通道的输输出脉冲冲。IR2110的的典型应应用连接接图见图图10-5。通通常，它它的输出出级的工工作电源源是一悬悬浮电源源，这是是通过一一种自举举技术由由固定的的电源得得来的。。充电二二极管VD的耐耐压能力力必须大大于高于于母线的的峰值电电压，为为了减小小功耗，，推荐采采用快恢恢复的二二极管。。图10-5IR2110典典型连接接图为了向需需要开关关的容性性负载提提供瞬态态电流，，应用中中应在Vcc和和COM间、Vdd和和Vss间连接接两个旁旁路电容容，这两两个电容容及Vb和Vs间的储储能电容容都要与与器件就就近连接接。建议议Vcc上的旁旁路电容容用一个个0.1μF的的陶瓷电电容和一一个1μμF的胆胆电容并并联，电电源Vdd上有有一个0.1μμF的陶陶瓷电容容就足够够了。功率的MOSFET或或IGBT可在在输出处处串一个个栅极电电阻，栅栅极电阻阻的值依依赖于电电磁兼容容（EMC）的的需要、、开关损损耗及其其最大允允许dV/dt值。由于电平平转换损损耗通常常比漏电电损耗要要大得多多，因而而静态损损耗通常常可忽略略。实验验证明：：当VB为定值时时，对容容性负载载来说，，在一定定的工作作温度下下，随着着被驱动动的MOSFET或IGBT工作开开关频率率的提高高，在固固定的高高压母线线电压下下，开关关损耗值值将线性性增大，，并且随随着被驱驱动的MOSFET或或IGBT工工作电路路中高压压母线电电压的提提高，开开关损耗耗亦增大大，并且且随着容容性负载载电容值值的增大大而增大大，实际际上，在在电平转转换期间间，Vs是变化化的。自举电容容C依赖赖于开关关频率，，占空比比和功率率MOSFET或IGBT栅栅极的充充电需要要，应注注意的是是电容两两端电压压不允许许低于欠欠电压封封锁临界界值，否否则将产产生保护护性关断断。具体体说来，，自举电电容大小小取决于于MOSFET的门极极充电电电荷、最最大导通通时间、、最小导导通时间间。a门极充充电电荷荷IGBT和POWERMOSFET具有有相似的的门极特特性，开开同时需需要在极极短的时时间内向向门极提提供足够够的栅电电荷。假假定器件件开通后后，自举举电容两两端电压压比器件件充分导导通所需需要的电电压（10V，，高压侧侧锁定电电压为8.7/8.3V）要要高；再再假定在在自举电电容充电电路径上上有1.5V的的压降（（包括二二极管的的正向压压降）；；最后假假定有1/2的的栅电压压（栅极极门槛电电压通常常3～5V）因因泄漏电电流引起起电压降降。综合合上述条条件，此此时对应应的自举举电容可可用下式式表示：：式中，Qg为MOSFET导通需要要的门极电荷荷。b最长导通时时间在选择自举电电容大小时，，应考虑悬浮浮驱动的最长长导通时间ton(max)。门极极电压必须在在最长导通时时间末期保持持足够的幅置置，使MOSFET充分分导通，假定定自举电容输输出稳态电流流为IQBS，则C可写为为c最小导通时时间在自举电容的的充电路径上上，杂散阻抗抗影响了充电电的速率。下下管的最窄导导通时间应保保证自举电容容能够获得充充足够的电荷荷，以满足自自举电容所需需要的电荷量量再加上功率率器件稳态导导通时漏电流流所失去的电电荷量。因此此从最窄导通通时间ton(min)考虑，自举举电容应足够够小。因此，在选择择自举电容大大小时，应综综合考虑悬浮浮驱动的最宽宽导通时间ton(max)和最窄窄导通时间ton(min)。导通通时间既不能能太大影响窄窄脉冲的驱动动性能，也不不能太小而影影响宽脉冲的的驱动要求。。根据功率器器件的工作频频率、开关速速度、门极特特性对导通时时间进行选择择，估算后经经调试而定。。对于5KHz以上的开开关应用，自自举电容通常常采用0.1μF的电容容是合适的。。单从驱动MOSFET和和IGBT的的角度考虑，，均不需要栅栅极负偏置。。门极驱动电电压等于零完完全可以保证证器件正常关关断。但在有有些情况下，，负偏置是必必要的。这是是因为当器件件关断时，其其集电极－发发射极之间的的dv/dt过高时，将将通过集电极极－栅极之间间的（密勒））电容以尖脉脉冲的形式向向栅极馈送电电荷，使栅极极电压升高，，而IGBT的门槛电压压通常是3～～5V左右，，一旦尖脉冲冲的高度和宽宽度达到一定定的水平，功功率器件将会会误导通，造造成灾难性的的后果。而采采用栅极负偏偏置，可以较较好地解决这这个问题。7）MOSFET功率开关关器件的散散热计算在大功率高高频电源等等设备中功功率开关器器件的电能能损耗尤显显突出，这这部分消耗耗功率会转转变为热量量使功率器器件管芯发发热、结温温升高，如如果不能及及时、有效效的将此热热量释放，，就会影响响到器件的的工作性能能，从而降降低系统工工作的可靠靠性，甚至至损坏器件件。因此热热设计愈加加成为电力力电子产品品设计的关关键一环。。在尽量通过过优化设计计等方式而而减少功率率开关发热热量的同时时，一般还还需要通过过散热器利利用传导、、对流、辐辐射的传热热原理，将将器件产生生的热量快快速释放到到周围环境境中去，以以减少内部部热累积，，使元件工工作温度降降低。进行功率器器件及功率率模块散热热计算的目目的，就是是在确定的的散热条件件下选择合合适的散热热器，以保保证器件或或模块安全全、可靠地地工作。散散热器的设设计必须顾顾及使用环环境、条件件，以及元元件允许的的工作温度度等多种参参数。但是是对散热器器的传热分分析目前国国内外都还还研究得很很不够，工工程应用中中的设计大大多是凭经经验选取，，并作相应应的核校计计算。单位时间内内功率器件件所消耗的的电能称作作为器件的的功率损耗耗。器件的的功率消耗耗将导致其其结温升高高从而产生生了散热冷冷却的要求求；而散热热器在单位位时间内所所散发出的的热能量叫叫耗散功率率。在设备备正常稳定定工作时，，器件的功功率损耗和和散热器的的耗散功率率将达到平平衡，器件件的温度也也不会继续续升高，即即系统达到到了热平衡衡状态。在在系统的热热设计中就就正是根据据能达到热热平衡状态态时的功率率参数来确确定散热器器应当具备备的相关参参数，因此此在设计过过程中一般般先根据相相关数据手手册和实际际电路工作作参数来计计算出功率率器件的功功率损耗，，然后以此此作为依据据计算散热热器相关参参数。而功功率率器器件件的的功功率率损损耗耗一一般般包包括括器器件件的的通通态态损损耗耗、、开开关关损损耗耗、、断断态态漏漏电电流流损损耗耗。。功功率率器器件件在在开开关关过过程程中中消消耗耗在在驱驱动动控控制制板板上上的的功功率率以以及及在在导导通通状状态态时时维维持持一一定定的的栅栅极极电电压压、、电电流流所所消消耗耗的的功功率率称称为为开开关关器器件件的的驱驱动动损损耗耗。。一一般般情情况况下下，，这这部部分分的的功功率率损损耗耗与与器器件件的的其其他他部部分分损损耗耗相相比比可可以以忽忽略略不不计计，，但但对对于于GTO、、GTR等等通通态态电电流流比比较较大大的的功功率率器器件件则则需需要要特特殊殊考考虑虑。。在较较大大功功率率的的电电力力电电子子设设备备中中，，为为了了提提高高散散热热效效果果，，保保证证系系统统稳稳定定工工作作，，提提高高功功率率器器件件使使用用寿寿命命，，往往往往对对电电力力电电子子功功率率器器件件采采用用了了强强迫迫风风冷冷技技术术，，强强迫迫风风冷冷的的散散热热效效果果远远好好于于自自然然风风冷冷,复复杂杂性性大大大大低低于于水水冷冷和和油油冷冷。。采用强强迫风风冷还还可以以显著著减小小散热热器体体积，，有利利于设设备小小型化化、轻轻量化化的实实现。。在采采用强强迫风风冷时时，散散热器器的热热阻将将会显显著减减小。。降低低热阻阻，提提高对对流换换热的的途径径主要要有：：加大散散热器器尺寸寸或者者增加加散热热片数数量以以加大大散热热面积积；采用更更大尺尺寸或或拥有有更强强风力力的风风机增增大空空气流流速以以增大大；通常情情况下下,选选用散散热面面积较较大的的型材材散热热器和和风量量较大大的风风机可可以降降低散散热器器到环环境介介质的的热阻阻,但但散热热面积积的增增加和和风机机风量量的提提高均均受装装置体体积、、重量量以及及噪音音指标标等限限制。。由于于电力力电子子器件件的小小型化化和轻轻量化化的发发展趋趋势，，在散散热器器和风风机参参数一一定的的条件件下,通过过合理理的风风道设设计，，在散散热器器表面面流场场引入入紊流流是改改善散散热的的又一一有效效途径径。合理的风道道设计一般般要求引导导风扇气流流冲击散热热器表面，，适当的改改变气流在在散热器表表面的流动动方向以在在散热器附附近流场中中形成大的的扰动,从从而形成广广泛的紊流流区,加强强散热效果果,同时不不应使气流流压头损失失过大,流流速下降过过多,以免免降低散热热效果。7)电流取取样尖峰消消取图10-6消取电电流取样的的前沿尖峰峰电路由于于UC1846为峰峰值电流取取样，取样样电流信号号前沿尖峰峰很大，严严重时影响响工作，为为消取电流流取样的前前沿尖峰，，设计了消消取电流取取样的前沿沿尖峰电路路,工作原原理如图10-6所所示，信号号如图10-7所示示。图10-6消取电电流取样的的前沿尖峰峰电路图10-7各点信信号9）系统设设计综上所考虑虑，小灵通通基站电源源的系统电电路图如图图10-8所示。由由功率电路路（主电路路，包括输输入EMI，H桥，，输出整流流滤波）、、控制电路路（包括UC3846、电压压取样电路路、电流取取样尖峰消消取电路））和驱动电电路（IR2110驱动）组组成。图10-8略去保保护电路的的小灵通基基站电源电电路图返回§10.2直直流电机机调速1专用集集成电路路UC3637控制器器电路设设计UC3637是是直流电电动机脉脉宽调制制（PWM）控控制器。。该集成成电路用用于开环环或闭环环直流电电动机速速度控制制。输出出两路PWM脉脉冲信号号，这两两路信号号与误差差电压信信号的幅幅值成正正比，且且与极性性相关，，可构成成双向的的调速系系统。该该控制器器还可以以用于其其他电动动机PWM控制制，例如如无刷直直流电动动机PWM速度度控制、、位置控控制等。。1）UC3637的特特点单电源或或双电源源工作，，±2.5V——±±20V；双双路PWM信号号输出，，驱动电电流能力力为100mA；限限流保护护；欠电电压封锁锁；有温温度补偿偿，2.5V阈阈值的关关机控制制。2）结构构与功能能UC3637结结构功能能图如图图10-9，可可以看出出UC3637主要由由下列几几部分组组成：三三角波发发生器：：CP，，CN，，S1，，SR1；PWM比较较器：CA，CB；输输出控制制门：NA，NB；限限流电路路：CL，SRA，SRB；；误差放放大器：：EA；；关机比比较器：：CS；；欠电压压封锁电电路：UVL。。图10-9UC3637的的结构功功能图如图10-10所示，，在正电电源和负负电源之之间串接接R1、R2、R3三个电电阻（其其中R1=R3），两两个分压压点分别别接(１１脚)和和(3脚脚)，作作为阈值值电压。。2脚和和18脚脚分别接接电容CT和电阻RT，电容和和电阻另另一端都都接地。。+VTH还通过内内部的缓缓冲电路路与RT作用产生生给电容容CT充电的恒恒流Is。当CT以恒流线线性充电电，2脚脚电压达达到VTH时，比较较器CP（1、、2脚为为输入））触发触触发器的的端，使使为高电电平，关关闭相应应开关。。负电流流-IS接2脚，，CT以线性放放电，到到-VTH时，比较较器CN（3、、2脚为为输入））触发RS触发发器的复复位端R，引起起电容的的重新充充电过程程。产生生的三角角波电压压信号峰峰—峰值值为，，其频频率由CT、RT决定。图10-10三角波发发生器电电路参看图10-11比较较器连接接图，比比较器CA和CB的（（10脚脚）、（（8脚））连至2脚，得得到三角角波输入入。外接接控制信信号（17脚））经过两两个电阻阻分别接接，并从从（11脚）输输入，从从－Ｂin（9脚）输输入。这这两比较较器的输输出为双双PWM信号，，它们互互为反相相，并且且在它们们的前后后沿都存存在死区区时间，，见图10-12，比比较器A和B的的信号经经门电路路后输出出（4脚脚）和（（7脚））输出，，门电路路主要是是进行欠欠电压封封锁和过过流封锁锁。图10-11比比较较器外外电路路连接接图在图10-13中，，利用用RS作为电电动机机电流流的检检测电电阻，，检测测信号号从12和和13脚输输入。。比较较器CL设设有200mV的阈阈值，，当电电动机机电流流增大大而使使RS上的电电压达达到这这个阈阈值时时，CL输输出变变为高高电平平，令令SRA和和SRB复复位至至低电电平，，进而而使AOUT和BOUT变为低低电平平。图UC3637内部部的欠欠电压压封锁锁电路路。在在电源源电压压低于于+4.15V时作作用，，使输输出AOUT和BOUT锁定为低低电平。。关机控控制比较较器CS的反相相输入端端内接（（VS-2.5V）电电压，同同相输入入端接14脚。。在14脚外接接适当电电路可以以用来控控制电动动机的起起停，或或延时起起动，或或其他保保护控制制。误差放大大器：独独立的误误差放大大器是一一个高速速运算放放大器，，典型带带宽为1MHz，有低低输出阻阻抗，可可在闭环环速度控控制中作作为速度度调节器器使用。。图10-12双双PWM信号号的产生生图图10-13限限流保保护电路路图2主电路路设计可逆PWM变换换器主电电路有多多种形式式，最常常用的是是桥式(亦称H形)电电路,如如图10-14所示。。这时，，电动机机M两端端电压的的极性随随开关器器件驱动动电压的的变化而而变化，，其控制制方式有有双极式式、单极极式、受受限单极极式等多多种，这这里采用用最常用用的双极极式控制制的可逆逆PWM变换器器。双极极式控制制可逆PWM变变换器的的工作顺顺序如图图10-15所所示。图10-15双极式控控制可逆PWM变换器的驱动电压、、输出电压和和电流波形图10-14桥式可逆逆PWM变换换器图id的两条电流波波形，id1相当于一般负负载时的情况况，脉动电流流的方向也始始终为正；id2相当于轻载时时的情况，电电流可在正负负方向之间脉脉动，但平均均电流仍为正正，等于负载载电流。在不不同情况下，，器件的道通通、电流的方方向与回路都都和有制动电电流通路的不不可逆PWM变换器相似似。电动机的的正反转则体体现在驱动电电压正、负脉脉冲的宽窄上上。当正脉冲冲较宽时，ton>T/2，，则UAB的平均值为正正，电动机正正转，反之则则反转；如果果正、负脉冲冲相等，平均均输出电压为为零，则电动动机停止。基于专用集成成电路UC3637的开开环直流调速速系统控制电电路如图10-16所示示，功率电路路和驱动不再再讨论。图10-16UC3637的开环环直流调速系系统控制电路路返回回§10.3基基于于DSP的的直直流流电电机机弱弱磁磁调调速速1性性能能指指标标电机机功功率率容容量量1.00kW输入入电电压压220V直直流流效率率80%电机机额额定定转转速速3000r/min转速速稳稳定定精精度度速速度度误误差差≤≤±±3%启动动电电流流≤≤30A2系系统统组组成成直流流电电机机弱弱磁磁调调速速由由功功率率电电路路及及控控制制系系统统两两部部分分组组成成。。功功率率电电路路由由主主电电源源、、辅辅助助电电源源、、IGBT驱驱动动电电路路及及直直流流电电机机组组成成。。控控制制电电路路由由DSP、、PWM信信号号辅辅助助生生成成电电路路、、检检测测电电路路、、信信号号处处理理及及保保护护电电路路等等组组成成。。由由DSP产产生生的的两两路路PWM信信号号经经驱驱动动电电路路调调节节驱驱动动IGBT，，将将主主电电源源输输入入给给电电机机，，分分别别进进行行软软启启动动和和励励磁磁电电压压调调节节，，进进而而控控制制转转速速，，当当转转速速反反馈馈达达到到给给定定速速度度信信号号时时，，DSP输输出出的的PWM占占空空比比保保持持不不变变，，由由DSP构构成成的的控控制制系系统统来来实实现现的的。。图图10-17示示出出了了以以DSP为为核核心心的的稳稳速速系系统统总总体体组组成成。。图10-17系系统统总总体体结结构构框框图图3直流电电机的调调速方法法直流电机机转速n的表达达式为式中Ua－电电枢端电电压（V）；Ia－－电枢电电流（A）；－－电电枢电路路总电阻阻（）；－－每极磁磁通量（（Wb））；Ce－与电电机结构构有关的的常数。。直流电机机转速调调节方法法可以分分为三种种：调节电枢枢电压，，改变电电枢电压压是从额额定电压压往下降降低电压压，使电电动机从从额定转转速向下下变速，，适用于于要求大大范围无无级平滑滑调速的的系统。。改变电电机主主磁通通，只只能减减弱磁磁通，，使电电动机机从额额定转转速向向上变变速，，属恒恒功率率调速速方法法，动动态响响应较较慢，，虽能能无级级平滑滑调速速，但但调速速范围围小。。改变电电枢电电路电电阻，，在电电动机机电枢枢外串串电阻阻进行行调速速，只只能有有级调调速，，平滑滑性差差，机机械特特性软软，效效率低低。4功功率电电路结结构设设计PWM斩波波器的的优点点最多多，需需要的的滤波波装置置很小小甚至至只利利用电电枢电电感就就已经经足够够，不不需要要外加加滤波波装置置。降降压斩斩波器器的原原理电电路及及输出出电压压波形形如图图10-18所所示，，假定定晶体体管先先导通通T1秒（忽忽略晶晶体管管的管管压降降，这这期间间电源源电压压全部部加到到电枢枢上）），然然后关关断T2秒（这这期间间电枢枢端电电压为为零）），如如此反反复。。电压压Ua为其其平均均值。。图10-18降降压压斩波波器原原理电电路及及输出出电压压波形形在本系系统中中由于于不要要求电电机反反向转转动，，因此此选择择单管管斩波波电路路即可可实现现，本本系统统两路路单管管斩波波电路路，一一路用用于电电机软软启动动，软软启动动结束束后，，IGBT功率率管完完全导导通，，这样样做的的目的的是减减少启启动电电流；；另一一路对对励磁磁电压压进行行PWM调调节，，以稳稳定转转速，，斩波波器如如图10-19所示示。斩斩波电电路由由开关关器件件（IGBT模模块））及吸吸收网网络和和续流流二极极管组组成。。主要要技术术参数数有输输入电电压、、开关关频率率、输输出电电压和和输出出电流流。控控制系系统产产生的的信号号通过过驱动动电路路控制制功率率管的的开通通和关关断，，在电电机上上得到到频率率恒定定、脉脉冲宽宽度可可调的的脉冲冲电压压，功功率开开关管管关断断期间间电机机电流流通过过续流流二极极管续续流导导通。。电路路中的的电感感和电电容具具有两两个功功能，，一个个是使使两路路斩波波器减减小互互相干干扰，，另一一个功功能是是减小小从主主电源源的脉脉动电电流。。图10-19斩斩波波电路路5IGBT模模块及及驱动动目前IGBT已已模模块化化，功功率管管采用用IGBT模块块，其其冷却却安装装面与与其内内部电电路电电气绝绝缘，，工作作频率率高，，减小小了驱驱动电电路的的复杂杂性，，容易易安装装，使使整个个电路路结构构简单单，安安装和和维修修方便便，同同时集集成化化的IGBT专专用驱驱动电电路也也已制制造出出来，，本系系统选选用惠惠普公公司的的HCPL316作为为驱动动器，，其内内部电电路框框图如如图10-20所示示。驱驱动电电路如如图10-21所示示，DSP产生生的PWM信号号从HCPL316的1脚送送入，，同时时把故故障信信号送送给DSP。HCPL316的应应用可可参见见相关关资料料。图10-20HCPL316结构构框图图图10-21IGBT驱动动电路路HCPL316(同向向驱动动)6控控制电电路设设计控制系系统由由DSP（（TMS320LF2407）与与外部部存储储器RAM（IS61LV6416-10T））、微微处理理器、、微控控制器器方式式选择择开关关、FLASH编程程电压压输入入、晶晶振以以及仿仿真接接口（（JTAG）构构成。。DSP内内部已已有32K字的的FlashROM，，为了了调试试方便便，外外加了了程序序RAM，，在程程序经经多次次调试试，成成熟可可靠时时写入入内部部FlashROM。。DSP片片上有有544字字的双双口RAM（DARAM），，可全全部配配置到到数据据空间间，将将程序序中所所用的的变量量全部部分配配到双双口RAM中，，以提提高处处理速速度。。图10-22DSP系系统原原理图图电机的的转速速反馈馈信号号为正正弦信信号，，因此此必须须把信信号处处理为为矩形形脉冲冲信号号，送送给DSP的捕捕获单单元来来捕获获转速速脉冲冲，进进而确确定电电机转转速。。其转转速信信号处处理电电路如如图10-23所示示，由由图10-23可知知，速速度反反馈信信号通通过V4A和V4B进行行两级级滤波波放大大，把把信号号中的的尖峰峰信号号滤掉掉，处处理后后的信信号送送入比比较器器V4C，，得到到方波波信号号，为为了消消除小小脉冲冲干扰扰，采采用V3A和V11A数数字电电路进进行小小脉宽宽消除除，转转速反反馈信信号变变成方方波信信号，，方波波信号号输入入到DSP的捕捕获端端，实实现对对速度度的捕捕获。。图10-23转转速速信号号处理理电路路7控控制系系统软软件设设计控制程程序由由主程程序、、ADC中中断、、捕获获单元元中断断、定定时器器溢出出中断断、功功率保保护中中断及及速度度调节节子程程序等等组成成。主程序主程序流程程图主程序序完成上电电初始化，，如锁相环环、看门狗狗、事件管管理单元CAP和PWM、ADC模块块的初始化化，建立和和分配各种种初始化数数据区。为为了在初始始化的过程程中，防止止中断的意意外到来，，应在主程程序的开始始处关中断断，完成初初始化后，，打开中断断。主程序序的流程图图如图10-25所所示。图10-25主主程程序序流流程程图图PWM波波形形的的产产生生本系系统统设设计计中中，，由由于于要要求求电电机机软软起起动动，，这这就就要要求求电电枢枢电电压压缓缓慢慢展展开开，，同同时时还还要要调调节节励励磁磁电电压压来来控控制制转转速速，，这这就就要要求求TMS320LF2407要要发发出出两两路路驱驱动动IGBT的的波波形形，，这这两两路路波波形形的的产产生生通通过过通通用用定定时时器器模模块块的的T1PWM和和T2PWM来来实实现现。。与与这这两两路路PWM信信号号有有关关的的事事件件管管理理寄寄存存器器有有GPTCONA、、T1CNT、、T1CMPR、、T1PR，，T2CNT、、T2CMPR、、T2PR。。可选选用用连连续续增增或或连连续续增增/减减计计数数模模式式来来产产生生PWM输输出出。。选选用用连连续续增增计计数数模模式式时时可可产产生生边边沿沿触触发发或或非非对对称称PWM波波形形；；选选用用连连续续增增/减减计计数数模模式式时时可可产产生生对对称称PWM波波形形。。本本系系统统选选用用连连续续增增计计数数模模式式，，PWM波波形形产产生生流流程程图图如如图图10-26所所示示。。图10-26PWM波波形形产产生生流流程程图图返回回§10.4高高频频弧弧焊焊电电源源设设计计一台台完完善善的的逆逆变变弧弧焊焊电电源源的的主主电电路路框框图图10-29如如图图所所示示，，包包括括电电磁磁干干扰扰滤滤波波器器、、输输入入整整流流器器、、输输入入滤滤波波器器、、DC／／AC变变换换器器、、高高频频变变压压器器、、输输出出整整流流器器、、输输出出滤滤波波器器。。图10-29逆逆变变弧弧焊焊电电源源工工作作原原理理简简图图一定定长长度度的的电电弧弧，，在在稳稳定定状状态态下下电电弧弧电电压压uf与电电弧弧电电流流if之间间的的关关系系，，称称为为焊焊接接电电弧弧的的静静特特，，焊焊接接电电弧弧的的静静特特性性近近似似呈呈U形形曲曲线线，，故故也也称称U形形特特性性，，如如图图10-30所所示示。。在在正正常常使使用用范范围围内内，，并并不不包包括括电电弧弧静静特特性性曲曲线线的的所所有有部部分分，，手手工工弧弧焊焊工工作作在在静静特特性性的的平平特特性性段段，，即即电电弧弧电电压压只只随随弧弧长长而而变变化化，，与与焊焊接接电电流流关关系系很很小小。。图10-30电弧的电电压、电流特特性在电源焊接过过程中，弧焊焊逆变器起供供电作用，电电弧作为供电电对象，从而而构成“逆变变器一电弧””系统，能在在给定电弧电电压和电流下下，维持长时时间的连续电电弧放电，保保持静态平衡衡。手工弧焊中，，一般是工作作于电弧静特特性的平特性性段上，因此此对弧焊的逆逆变器最好采采用恒流带外外拖特性的逆逆变器，其空空载电压尽可可能地高，同同时考虑经济济性和人身安安全，对空载载电压加以限限制，图10-31是两两种恒流带外外拖特性的示示意图。图10-31手弧焊逆逆变器外特性性1技术指标输入电压：380V±10%；额定暂载率：：60%；焊接电流范围围：5-160A；工作电压：10-40V；输出空载电压压：50-60V；额定电流：160A；效率：80%-90%；；功率因数：0.9。2主电路设计计逆变电源主电电路是指逆变变电源的强电电回路，弧焊焊逆变电源组组成包括电磁磁干扰滤波器器、输入整流流器、输入滤滤波器、DC／AC变换换器、高频变变压器、输出出整流器。输出功率：输入功率：式中：为为逆变器效率率，为占占空比。三相输入整流流电压约为520V，则则最大输入开开关电流：留50％安全全余量，选用用50A的IGBT模块块作为全桥的的功率开关器器件。型号：2MBl50N-120，主主要技术参数数：额定电流流50A，额额定电压1200V，工工作频率20KHZ。输入整流一般般采用模块式式三相整流桥桥，为保证整整可靠性，一一般留有50％的余量，，并充分考虑虑散热问题。。选用50A三相整流模模块，型号DF50AA-16。滤波电容选取取。假设50Hz电源停停电或漏掉一一个周期波形形，希望输出出电压仍能维维持一段时间间再开始下降降，取电源输输出保持时间间为10，直直流电压降低低80V，根根据能量守恒恒定律，在期期间输出的能能量是由输入入滤波电容释释放的能量供供给的，故滤滤波电容：选用500V/2200两个并联。。设计高频变压压器。选磁芯1）变压器计计算功率的计计算变压器工作时时磁芯所需的的功率容量为为变压器计算算功率。本设设计主电路结结构采用全桥桥结构、输出出整流采用全全波整流，故故：其中：PO为直流输出功功率，单位W；Pt为变压器计算算功率，单位位W。2）确定工作作磁感应强度度工作磁感应强强度是变压器器设计中的一一个重要磁性性参数，与磁磁芯结构形式式、材料性能能、工作频率率、功率大小小等因素有关关。铁氧体工工作磁感应强强度T为0．．15～0．．25，选取取0．175。3）选择电流流密度系数EC型在温升升为25度时时为3664）确定窗口口占空系数初次级绕组铜铜线在磁芯窗窗口面积中所所占的比值称称为窗口系数数，取窗口系系数为0.4。5）确定磁芯芯尺寸式中：AP为磁芯面积乘乘积，Ac为为磁芯截面积积