《三相四线制滤波器的谐波检测【研究报告】》

绪论1.1研究背景早在1820年代，法国著名的数学家傅里叶就提出了一种傅里叶变换方法，可以将几种不同频率的正弦信号叠加形成一个随机信号，这是对谐波形式的最早描述。直到1894年，侯斯坦和凯梅利才首次提出“谐波”一词。在20世纪中叶，随着电网中电力供应的逐渐增加，谐波问题越来越受到重视。由于使用静态汞弧转换器，因此电压和电流波形会失真。自1970年代以来，随着电力电子技术的飞速发展，电网，工业，农业和生活区中的各种电子设备变得越来越流行。谐波造成的危害也越来越严重。在21世纪初，尽管人们在管理电网谐波方面取得了长足进步，但谐波控制已成为现代电源系统分析中不可或缺的一部分。随着工业技术的发展，电源系统中的非线性负载已显着增加，并且诸如逆变器，整流器和开关管之类的各种电子设备已被广泛使用。电力电子设备的开关效应将许多谐波分量馈入电网，取代了常规变压器引起的谐波，成为谐波的主要来源，特别是对于计算机，洗衣机，电视，电风扇，办公自动化和家用电器。电气设备的普及使其成为配电网络中谐波的重要来源。同时，电能质量的下降严重影响着电力系统的安全运行，谐波的有效管理是世界各国亟待解决的问题。1.2研究意义在电网正常运行中，三相负载始终保持平衡状态，这意味着三相负载在电网中的阻抗完全相同。但是，在实际情况下，三相负载无法达到平衡。例如，在船厂，冶炼厂，地铁等场所的供电系统中，三相负载不断变化，不能保持平衡状态。另外，单相短路，三相短路以及其他引起停电的原因也会对电网和电气设备造成一定的损害。随着电力电子设备的发展，当今的电源系统由于连接到电源的大量非线性半导体组件和电力电子设备而包含许多谐波，这意味着三相负载无法保持在原始的平衡状态并产生严重的影响电网安全稳定运行。为了消除这些不良影响，负载能力不平衡的四桥臂逆变器引起了研究人员的越来越多的关注。四桥臂逆变器不仅具有电磁干扰和低开关频率的优点，而且在不影响动态性能的情况下，也可以在输出电流中获得较低的纹波。四桥臂逆变器由Jahn首先提出，然后Caricchi首先在永磁电动机驱动器上安装了三相四桥臂逆变器。在本世纪初，三相四桥臂逆变器得到了大力发展，四桥臂逆变器得到了加速发展，它的普及和发展为新型逆变器的发展提供了新的动力。1.3有源滤波器的研究发展1.3.1国内外发展国外有源滤波器的开发还相对较早。在20世纪初，它们被广泛用于工业中。有源滤波器的功能也更加完善，并联型可以消除系统和串联型设备中的谐波电流，抑制了电压的闪变，确保了三相电压的平衡。国内对有源滤波器的研究显示出与国外相比差距更大，尤其是在控制策略方面。研发始于1980年代，而大学的研发仅保留在实验室中，并未在工业中使用。由于电力电子设备已被国外被垄断，因此国内研究集中在理论和算法研究上。尽管在工业上使用有源滤波器，但是容量相对较低，效率相对较低，并且高级控制算法不能在实践中完全应用。1.3.2有源滤波器的分类三相并联有源滤波器可分为以下几种类型，如图1.1，图1.2和图1.3所示。图1.1三相三线制图1.2三相四线制图1.3四桥臂三相四线制本文的研究对象是三相四线制有源滤波器。这种有源滤波器通常用于民用低压系统。1.3.3研究热点国内外，有源滤波器的拓扑结构和控制策略是研究的重点。但是，拓扑结构很少，并且没有太大的突破。因此，控制策略被视为国内外的研究热点。有源回路控制主要检查电流回路和电压回路。电流环路主要跟随参考电流，而电压环路则稳定了直流侧的电压波动和整个系统的稳定性。传统的电流环控制主要包括滞环控制、三角载波控制，PI控制等。随着控制理论的发展，出现了一些新的智能控制算法，例如：滑模变结构的控制、无差拍控制、预测控制和神经网络控制等。传统的三角载波和滞环控制相对简单，几乎不依赖于结构参数。但是，滞环的宽度会影响开关频率和电流跟踪精度，因此该控制策略的应用受到限制。滑模变结构的控制是一种新的控制方法。该控件根据实际情况改变结构。这种控制的主要优点是它不受外界干扰的程度小，功能强大且响应迅速。但是，只有滑动过程才具有最佳的鲁棒性，而在接近阶段没有鲁棒性，并会产生抖动。用于控制神经网络的算法通常不依赖于数学模型。只要记录谐波电流，逆变器侧电压和系统电压，控制器就可以通过学习和工作阶段接收命令电流。使用神经网络来控制识别精度高，时延低，稳定性高，计算量低，但是该控制在实际工程中难以设计，算法无法广泛应用。2有源滤波器的相关概述2.1有源滤波器的拓扑结构三相四线并网逆变器系统的结构如图2.1所示。图2-1显示了具有DC电压的三相四线并网逆变器的拓扑，直流电压通常为760V。三相四线并网逆变器采用四桥臂结构。前三个桥臂用于补偿交流配电网络中的不平衡电流和谐波电流。坐标变换和解耦后可以统一。控制a，b和c的三个臂。第四臂在控制过程中不受其他臂干扰，可以单独控制。它主要用于补偿配电变压器次级线路的中性线电流，并使该电流接近零。由于逆变器开关管工作在高频状态，因此高频开关效应会产生高次谐波，因此逆变器的并网电流包含会破坏更敏感负载的高频谐波分量。因此，将并联LC低通滤波器连接到逆变器的输出连接上，以减少并网电流中的高频谐波含量。低通滤波器包括一个滤波电感Lf和一个滤波电容器C。图2.1三相四线制并网逆变器拓扑2.2有源滤波器的工作原理从图2.2可以看出，有源滤波器硬件电路由指令电流运算电路，控制芯片，隔离和驱动电路以及主电路组成。各部分的功能如下，波形并将其传输到隔离和驱动电路，该驱动电路生成主电路开关器件的驱动信号，并控制每个桥臂的开关器件以生成实际补偿电流。有源滤波器的工作原理是主电路在相反方向上提供与非线性负载电流相对应的谐波电流，而在相反方向上的实际补偿电流则抵消了补偿电流和谐波电流。流入电网的最终电流是来自基波的负载电流。图2.2有源滤波器工作原理2.3有源滤波器的工作特性根据系统构成，它可以分为并行有源滤波器，串行有源滤波器和混合有源滤波器。图2.3显示了并联型有源滤波器，该滤波器由Sasaki于1971年首次提出。该设备对应于谐波发生器，用于补偿电流型谐波源。并联有源滤波器是目前最常见的形式，但是仍然存在两个问题限制了它们的更广泛的应用：首先，当将APF应用于中压和高压网络时，主电路中电力电子设备的耐电压性；其次，在谐波分量较大的系统中使用APF时，APF容量不能满足负载补偿要求。图2.3并联型有源滤波器图2.4是串联型有源滤波器，它通过隔离变压器串联在电网中，隔离变压器可以对应于受控电压源。它在电网中很少单独使用，主要是因为：（1）串联APF发生故障后的各种保护措施和维护工作比并联APF更复杂；（2）在运行过程中，串联APF的直流侧电感太大，损耗更大。图2.4串联型有源滤波器APF和PPF可以组合形成混合APF。混合型APF包括几种组合，例如：APF和PPF并联连接到谐波源，APF和PPF并联连接到谐波源，APF和PPF并联连接到谐波源（见图2.5）。在混合式APF系统中，PPF的功能是补偿大电容的固定阶次谐波，而APF的功能主要是提高系统性能并滤除高频谐波，这是APF补偿系统容量不足的缺陷可以有效改善。尽管PPF用于滤除大多数谐波并降低APF的容量，但是电网的基本电压仍直接施加到APF上，并且无法消除来自电力电子设备的电压问题。此外，设备中APF和PPF之间存在一条谐波路径，因此来自APF的补偿电流可以流入PPF。为了解决这些问题，研究人员提议使用基波串联谐振电路和注入电容器作为注入电路的有源部分，这可以大大降低APF的电压，而LC可用于提供无功功率，但其谐波容量很大这种拓扑结构很复杂，控制也很复杂。图2.5混合型有源滤波器3有源滤波器谐波检测方法3.1傅里叶变换方法基于傅里叶变换的谐波识别方法的原理在于，通过傅里叶变换将周期信号变换为任意谐波和的形式。此方法必须测量一个周期的电流和电压值才能提取某些谐波。该方法需要相对大量的计算，这需要更多的时间，并且可能无法实现快速变化的谐波的理想补偿效果。如果负载突然变化或系统电压失真，则检测效果将降低。现在该方法已在实践中使用，但检测精度和实时性有待进一步提高。3.2小波变换方法基于小波变换的谐波检测方法可以在固定的时间内对信号进行求解，而小波变换的方法可以在一定时间内提取和分析信号的局部特性。小波变换方法对于检测在特定时间段内变化的信号特别有效。根据该优点，可以提供谐波电流的动态响应性和检测的准确性。尽管小波变换技术可以提高系统的检测精度和响应速度，但是实际操作中有许多计算对处理器的处理速度和存储容量提出了一定要求。因此，该方法仍处于理论研究的过程中。3.3神经网络方法随着智能控制的发展，神经网络的控制比常规控制具有更高的效率和更好的实时性能。谐波电流的采集也可以通过使用神经网络来实现。由于大多数负载都是非线性的，并且在许多情况下具有多个输入和多个输出的系统，因此使用神经网络进行控制可以获得非常好的结果。该方法具有自学习功能，可以在线更改参数。使用这种方法，可以实现非常好的识别精度和反应速度。但是，该方法在实践中过于繁琐，技术量较大，因此不适合实际工程。3.4噪音消除方法基于自适应控制的谐波检测方法将电网的基频信号作为基本信号，并在负载产生与基频相同的信号时将其消除，从而使输出信号仅包含谐波和无功分量，并将此信号用作有源滤波器的控制信号。但是，该方法响应速度慢，适应性差，难以处理复杂的系统。3.5ip-iq检测算法ip-iq方法主要通过计算电路中的有功电流ip和无功电流iq以及基波和有功电流之间的关系来计算谐波。图3.1ip-iq检测法原理框图图3.1中的矩阵C是相位A产生的正弦和余弦信号。该信号的相位与电源电压相对应，幅度为1。首先，通过计算获得有功电流ip和无功电流iq，并通过二阶低通滤波器（LPF）获得有功直流电流和无功电流。有功直流和无功电流都是由基波产生的，因此可以通过坐标的逆变换来获得基波电流。4三相四线制滤波器总体设计方案4.1系统硬件设计4.1.1系统整体结构本文中设计和检查的三相四线滤波器的整个系统的原理框图如图4.1所示。图4.1三相四线制滤波器系统整体结构框图其中，DSP控制器的主要外围输入电路具有电流检测电路，电压检测电路和主要是PWM驱动电路的输出电路。分别使用DSP控制器的ADC模块和PWM模块。由于来自DSP控制器的可接受电压信号仅为0-3V，因此需要信号调节电路将高压输入信号转换为骤降信号。DSP控制器的基本外围电路为：电源模块，时钟模块，复位电路，JTAG接口等。APF中的动作模块是高性能开关管，DSP直接输出的PWM信号的驱动力远远不够。有必要设计一个驱动电路来放大性能。为了保护DSP控制器，还需要一个光耦合器隔离保护电路进行保护，该电路还可以防止开关管干扰低压配电网络中其他设备的正常工作。DSP控制部分的外围电路框图如图4.2所示。图4.2处理器外围结构框图4.1.2电路器件的选取（1）各桥臂的开关管器件APF主电路各桥臂的开关管器件是APF的核心部件，不仅需要良好的开关频率，而且还必须满足APF的大容量设计要求。绝缘栅双极晶体管是在1980年代初期开发的一种复合器件，结合了半导体和MOS技术，具有高介电强度，高电流，低导通电压，高开关频率和简单的并行操作的优点。IGBT的选择标准是：根据APF的直流电压确定IGBT的电阻电压值，根据APF补偿电流的最大值确定电流值，并根据实际补偿功率和目标确定开关频率。IGBT的开关频率很高，并且开关时间在纳米范围内，因此在开关时电容器上的电压很高，而电感器上的电流也很高。普通的IGBT介电强度约为DC侧电压的两倍，该值是最大补偿电流值的两倍。低压配电网络的电压为220V/380V，因此直流侧的电压通常在700V至1200V之间选择，IGBT的介电强度值在1400至2400V之间。IGBT中流过的电流是谐波电流的总和，并且在IGBT关断时的瞬时电流远高于稳定工作电流，因此IGBT选择的电流标准高于最大补偿电流。（2）控制器由于APF对计算的要求很高，因此控制器必须具有较高的计算能力。控制器的型号是TMS320F28335的DSP芯片。该DSP是德州仪器（TI）生产的32位浮点计算机芯片。内核的工作频率高达150MHz，适用于APF，这对计算速度和实时性能提出了很高的要求。同时，该芯片拥有丰富的硬件资源，可以完全满足APF外设接口的要求。（3）直流侧电容直流侧电容器是确保APF安全稳定运行的重要设备。该电容器的作用是确保直流侧电压保持稳定。在APF正常工作期间，电容器会连续充电和放电，并且直流侧电压的稳定性可以确保APF的谐波电流补偿效果。因此需要适当的电容器选择和电压控制策略，以将直流侧电压保持在一定水平范围。APF桥臂在不同时间的不同通断状态会导致直流侧电容器的连续充电和放电。由于APF具有一定的开关频率，因此给定APF电容器的充电和放电时间保持不变，波动变小。（4）交流侧连接电感交流侧连接电感是影响APF补偿效果的重要组成部分。适当的电感值可以满足APF跟踪基准补偿电流的效果，同时抑制APF输出电流的纹波。为了实现对参考补偿电流的跟踪，APF必须具有较高的动态响应速度，电感值必须较小，并且必须抑制APF输出电流的纹波，以使输出电流不能具有较高的过冲。如果电流不能大于参考电流，则电感值必须更大。4.2检测电路设计三线四线APF的检测和控制电路为：信号调理电路，电压检测电路，电流检测电路，驱动电路和光耦合器隔离保护电路。4.2.1信号调理电路从DSP输入的采样电流和采样电压信号由信号调节电路调制。AC信号和DC信号都是模拟信号，而DSP是数字处理器。因此，在将采样信号用作DSP处理器的AD单元的输入之前，必须对其进行多次转换，例如DA转换。DSP的AD模块的电压输入值在0到3.3V的范围内，因此有必要转换采样的电压和电流信号，比例转换和偏移转换以满足AD模块电压的输入要求。图4.3显示了电流信号处理电路。图4.3信号调理电路在图中，R1是一个检测电阻，它将检测电流信号转换为电压信号，然后通过由R2和C1组成的RC低通滤波器，以滤除高频噪声信号。信号调理电路的主要组件包括OP07和OPA4364。OP07按比例调整选通信号，便于DSP处理信号。由于检测电流信号为正或负，因此OPA4364需要升高信号以使信号为正，从而满足DSP对AD信号的处理。直流侧电压信号调节电路与此电路基本相同。无需对R1信号进行采样，并且由于DC侧电压信号为正，因此无需使用OPA4364来增加电压。4.2.2电压检测电路谐波电流检测算法必须使用锁相环主电源电压进行锁相以确定采样时间。低压配电网电压传感的精度是谐波电流检测精度的重要保证。获取谐波电压时，首先使用电压转换器降低电压，然后通过滤波等方法获得相电压的频率和波长，完成电压的锁相。电路图如图4.4所示。图4.4电压检测电路4.2.3电流检测电路电流检测电路是谐波电流检测的重要环节，包括低压配电网中的电流检测和补偿电流检测。由于低压配电网络中的电流包含更多的谐波，并且使用变压器的精度不高，因此在电流检测中使用了霍尔组件。在图4.5中，霍尔电流感测元件用于直接测量以进行感测，并且感测延迟小，符合APF的电流感测要求。图4.5电流检测电路4.2.4驱动电路DSP输出的PWM信号电压仅为0至3V，不足以驱动高性能IGBT。因此，有必要设计一种接收DSP的PWM控制信号的驱动电路。DSP的PWM信号经过隔离和放大后输出驱动脉冲信号，以实现IGBT断开控制。金圣阳集成式IGBT驱动器包含短路和过流保护电路，并可以在发生故障后阻止并重置信号。应用电路如图4.6所示。图4.6驱动电路4.2.5保护电路保护电路是APF系统必不可少的部分。由于APF已连接到电源系统，因此存在许多高性能器件，例如IGBT。如果APF出现过流或过压故障，则处理不当将导致难以言表的损失。如果发生故障，则必须将故障信息报告回控制系统，APF将与电源断开连接，并且及时断开连接以保护电源和APF设备的安全。光电耦合电路通常用于误差信号输入和保护信号输出，如图4.7和图4.8所示。图4.7故障信号输入电路图4.8保护信号电路4.3系统软件设计本文中的软件设计可以分为两个主要部分：第一部分是DSP的初始化，它在程序开始时进行；第二部分是整个系统的控制，包括各种接口的控制，包括GPIO，PWM，ADC，通过外部电路与硬件的通讯，系统启动和停止，APF开关管切换等控制。4.3.1主程序主程序设计包括系统初始化，中断控制和核心算法的程序控制。DSP系统的初始化包括模块的初始化，例如时钟，GPIO，ADC，ePWM，外部中断和定时器中断。系统的启动和停止控制包括系统刚刚打开的处理和异常的处理。流程图如图4.9所示。在图4.9中，当程序启动时，初始化完成后，将初始化系统，配置芯片并初始化外围设备，包括配置引脚，配置CPU控制状态寄存器，配置时钟，配置中断管理寄存器等。外部中断和时间控制的中断被打开，并进入主循环。主程序评估系统的运行状态，然后启动相应的中断服务程序。图4.9主程序流程图4.3.2系统控制程序系统控制程序包括以下控制程序：开启系统，关闭系统程序，系统故障程序，系统输入控制程序，系统退出控制程序。图4.10是系统控制程序的示意图。图4.10系统控制程序流程图输出控制和输入控制。APF系统控制程序最重要的输出部分之一是PWM输出。可以将STM32F28335芯片的扩展ePWM设置为控制器的寄存器，以控制开关的输出。输入控制是ADC接管控制，它主要对接受的数据进行预处理以确定数据的有效性。控制程序执行故障检测。如果发生故障，请保护每个电源设备，然后将故障状态信息发送到顶级计算机。通过保护PWM输出来实现系统保护。如果发生故障，则首先驱动被阻塞的PWM引脚，然后根据故障情况确定是否需要停止系统。如果不需要停止系统，则必须对故障是否已纠正进行评估。如果需要停止系统，则停止系统并结束程序。启动程序的控制是在启动系统程序时必须首先执行软件和硬件自检。自检成功后，可以启动系统并执行后续程序。控制关机过程，以便当需要关闭APF并断开与网络的连接而无法直接关闭APF时，APF包含电源和大电容。4.3.3谐波检测程序谐波电流检测程序是整个APF程序的核心之一，分为扫描部分和用于计算和分析谐波电流的部分。根据谐波电流检测算法，在DSP控制器中设计了谐波电流检测程序，程序输入是AD扫描信号，谐波检测输出的结果被存储以用于后续控制计算。程序流程图如图4.11所示。图4.11谐波电流检测程序流程图在图4.11中，由ADC模块获取电流和电压信号，通过锁相环技术基于电压信号计算起始相位，对电流信号进行dq转换和计算，然后将获得的电流值通过ADLINE滤波算法进行dq逆运算已转换基本电流被获取，并从采样的初始电流信号中减去以获得谐波电流。谐波检测完成后，将存储谐波检测结果，以供后续控制程序使用。5三相四线制滤波器系统建模与仿真分析5.1有源电力滤波器建模根据本文中使用的三相四线逆变器的拓扑结构创建的仿真模型如图5.1所示。该图显示主电路部分还包含命令信号生成模块，双载波PWM调制模块和控制模块，网络侧是三相电源。为了精确检查转换器的补偿功能，负载侧使用了纯欧姆对称负载，纯欧姆不对称负载，电感对称负载，电感不对称负载和不对称谐波负载。在下文中，针对这些不同情况进行了仿真分析。图5.1系统的整体仿真模型该仿真中的一些具体参数如表5.1所示：表5.1仿真各元件数据参数变量参数电源相电压220V电源频率50Hz负载电阻4Ω负载电感5mH直流母线电压1200V直流侧电容7000uF开关频率10kHz电流检测部分的仿真模型和命令电流信号的产生如图5.2所示。图5.2指令信号生成的仿真模型双载波PWM调制的仿真模型如图5.3所示。图5.3双载波PWM调制仿真模型5.2仿真结果分析本文研究的三相四线制滤波器系统具有补偿不平衡的功能。为了检验补偿的效果，本文通过仿真对三相不对称欧姆负载和不对称谐波负载进行了不平衡补偿。具体分析如下：5.2.1不平衡阻感负载仿真分析三相不对称欧姆和感性负载为：Ra=4Ω，Rb=Rc=10Ω，La=Lb=Lc=15mH；此时，在负载侧会有不平衡的欧姆负载，并且每个相还包含一个感性负载。逆变器系统必须同时补偿每相电流的大小和相位。补偿前后的A相电压和A相电流的仿真结果如图5.4所示：图5.4A相电压与补偿前后的A相电流仿真结果从补偿前后的A相电压和A相电流的仿真结果可以看出：对于非对称感应欧姆负载，A相电流保持在补偿之前的电压之后，并且系统中存在无功分量保持相同的阶段。由于三相负载包含感性负载，因此三相电流相位与补偿前的电压相位不同。与下图5.5相比，可以看到补偿前后的三相电流仿真结果。添加补偿电流后，三相电流的相位已更改。图5.5补偿前后系统的三相电流仿真结果通过观察和分析系统在补偿前后的三相电流仿真结果，可以说明，如果负载是欧姆感性负载，并且在不执行补偿时发生不平衡，则三相电流的幅值就大不相同了，系统严重影响稳定有效的运行。当逆变器系统的补偿电流流入系统时，三相电流的大小和相位发生了变化，最终达到了三相平衡，保证了系统的稳定运行。5.2.2不平衡谐波负载仿真分析谐波负载是带有欧姆负载的三相非稳压整流器。在补偿电流流入之前，A相电流波形如图5.6所示。补偿电流流入后，A相电流波形如图5.7所示，并且电网侧的三相电流达到三相平衡，如图5.8所示。图5.6补偿器介入前A相电网侧电流图5.7补偿器介入后A相电网侧电流图5.8电网侧三相电流平衡从补偿前后系统三相电流仿真图的观察和分析：在不平衡谐波负载条件下，补偿前网络侧的电流畸变较大。逆变器系统的补偿电流流入系统后，三相电流最终达到三相平衡，从而确保了系统的稳定运行。6结论本文在对三相四线制有源滤波器的三种拓扑结构进行分析的基础上，采用三个单相有源滤波器来解决系统中的谐波补偿问题。重点是基于瞬时无功功率理论和控制准比例谐振补偿电流的策略的谐波检测方法。首先，对谐波电流检测方法和控制方法进行了理论分析。通过研究传统三相系统中基于瞬时无功功率理论的谐波检测方法，基于当前单相系统中的当前无功功率理论推导了谐波检测。并采用准比例谐振控制补偿电流，以实现对补偿电流的无误差跟踪，并采用单极SPWM调制方法来改善谐波补偿性能。其次，使用MATLAB仿真软件创建系统仿真模型，并对谐波检测方法和控制方法进行了仿真和验证。最后，通过构建用于三相四线有源电力滤波器的完整实验测试线系统，完成了检测和补偿谐波