数字通信同步(00001)课件

数字通信

电话：84315098办公室：综合实验大楼904室1载波和符号同步在数字通信系统中,为了恢复发送信息,必须对解调器输出进行周期性的抽样,每个符号间隔抽样一次.因为在接收机中对发送机到接收机的传播延迟一般是未知的,为了对解调器输出同步抽样,必须从接收信号导出符号定时.发送信号的传播延迟导致载波(相位)的偏移,如果检测器是相位相干的,接收机必须估计这种载波(相位)偏移,必须在接收机中导出载波同步。信号参数估计载波相位估计符号定时估计载波相位和符号定时联合估计最大似然估计的性能特征2信号参数估计接收机输入信号的数学模型是传播延迟,是等效低通信号，由传播延迟引起的载波相位。信号参数估计和。3似然函数加性高斯白噪声因为所以信号参数的最大化等价于下列似然函数的最大化5信号解调中的载波恢复与符号同步在每一个同步地传输信息的数字通信系统中，需要有符号同步；如果信号被相干检测，需要载波恢复。二进制PSK接收机，载波相位估计用来产生参考信号，符号同步器控制抽样器和信号脉冲发生器。6信号解调中的载波恢复与符号同步M元PSK接收机，载波相位估计用来产生参考信号，符号同步器控制抽样器和信号脉冲发生器。7信号解调中的载波恢复与符号同步M元QAM接收机，载波相位估计用来产生参考信号，符号同步器控制抽样器和信号脉冲发生器。9载波和符号同步信号参数估计载波相位估计符号定时估计载波相位和符号定时联合估计最大似然估计的性能特征10载波相位误差的影响接受机中处理载波同步的两种方法：复用法(multiplex,插入导频法)从已调信号直接导出载波相位的估计值（自同步法）假设一调幅信号乘以解调通过低通滤波滤除倍频分量,得到相位误差以因子降低信号电压，以因子降低信号功率。11最大似然载波相位估计假设延时已知，极大似然相位估计等价似然函数13最大似然载波相位估计例：求载波相位最大化，研究未调载波的传输。接收信号是估计相位使得下式最大导数为014最大似然载波相位估计采用一个PLL环路提取估计值15锁相环锁相环路的组成和工作原理：锁相环路是一种关于时间的伺服系统，它是最重要的一种同步技术。锁相环路实现对周期信号的相位估计。锁相环路（PLL）由乘法器（鉴相器）、回路滤波器和压控振荡器(VCO)组成。回路滤波器VCO输出信号锁相环路（PLL）的组成17锁相环假设锁相环输入和VCO的输出为两信号乘积通过环路滤波，回路滤波器是一个低通滤波器，并当相位误差比较小时。18锁相环回路滤波器取简单的比例积分滤波器，传递函数为其中设计参数，用来控制回路滤波器的带宽。回路滤波器的输出电压控制VCO。VCO产生一个正弦信号，它的相位为VCO输出相位估计与输入电压之间是积分关系19锁相环鉴相特性为从鉴相特性可见，当相位误差时，产生正的误差电压去控制VCO，使增加，从而减小相位误差。当时，产生负的误差电压去控制VCO，使减小，从而使相位误差向正的方向增大。平衡点是，这是一个稳定的平衡点。

21锁相环当环路工作在跟踪模式时，这时相位误差很小，可以近似为闭环方程和闭环传递函数为代入此例积分滤波器G(s)的表示式，得到闭环传递函数为22锁相环通过一些运算得到其中闭环传递函数的等效噪声带宽（单边）23加性噪声对于锁相环相位估计的影响考虑到加性噪声，锁相环的输入为x(t)和y(t)是加性窄带噪声的同相分量和正交分量，它们是零均值独立高斯过程，双边功率谱密度为N0/2（W/Hz），则和具有相同统计特性。25加性噪声对于锁相环相位估计的影响r(t)和VCO输出相乘，经过低通滤波，除去倍频项，得到受到噪声干扰的误差信号含加性噪声的PLL等效模型为VCO带有加性噪声干扰的锁相环等效模型+-26相位误差方差曲线加性噪声对于锁相环相位估计的影响29面向判决环当信号携带信息序列{In}时，有两种方法进行载波相位估计假定{In}是已知的面向判决的形式；将{In}作为随机序列，并对其统计平均的非面向判决的形式。在面向判决的参数的估计时，假定在观测区间上信息序列已经估计出来，且不存在解调差错，此时除载波相位外，s(t;φ)是确知的。接收等效低通信号可以表示为假定序列{In}已知，则等效低通信号是已知信号，其似然函数和对数似然函数为30面向判决环假设观测区间T0=KT，则微分等于0，得ML估计（面向判决的载波相位估计）31面向判决环双边带PAM接收机，包含了面向判决的载波相位估计。32面向判决环双边带PAM接收机，包含判决反馈PLL（DFPLL）的载波相位估计。33面向判决环接收的双边带PAM信号为假定g(t)是持续时间为T的矩形脉冲。VCO输出的两路正交载波为乘积信号为34面向判决环检测器每T秒对接收到的符号进行一次判决。在无判决误差的情况下，它重新构成无任何噪声的A(t)。这个重构的信号和正交乘法器输出延迟T后相乘，延迟T的目的使上下两路信号时间对齐。在无判决差错的情况下，环路滤波器的输入是误差信号环路滤波器滤除e(t)中的倍频项。期望的分量A2(t)sinΔφ包含相位误差以驱动VCO。35面向判决环具有面向判决载波相位估计的QAM信号接受机方框图36面向判决环采用判决反馈PLL的M元PSK的载波恢复37非面向判决环若不采用面向判决方案来获得相位估计，可将信息数据处理为随机变量并在最大化前将Λ(φ)对这些随机变量求平均。假定实信号s(t)含有二进制调制，在一个信号间隔内，有其中A=±1，假设A的PDF似然函数Λ(φ)和A有关，对A的两个值平均得相应的平均似然函数和平均对数似然函数38非面向判决环如果对其微分并且令导数等于零，可得到非面向判决的ML估计。因为该函数关系是高度非线性的，精确的解答很难得到。可根据下式近似求解φ。39非面向判决环当信息符号有M个值，且M较大时，参数估计平均运算得到结果为一高度非线性函数。为简化问题，可以假定信息符号是连续随机变量。例如可假定符号幅度值A是零均值高斯的且具有单位方差。A的PDF为对Λ(φ)求平均，得到平均似然函数假定K个信息符号是统计独立同分布，在间隔T0＝KT内，对K个符号中的每一个，将似然函数在高斯PDF上求平均得40令对数似然函数的微分为0，得下图所示为根据上式实现的跟踪环结构，它和科斯塔斯(Costas)环相似。注意，积分器输出的两个信号相乘消除了信息符号中的正负号。加法器起着环路滤波器的作用，加法器可以用一个滑动窗口的数字滤波器（加法器）实现，或者用一个对过去数据加权的低通数字滤波器实现。非面向判决环41非面向判决环42非线性变换-M次方环是一种非面向判决的方法，在实践中广泛地用于建立双边带抑制载波信号的载波相位。设抑制载波的双边带接收信号受加性噪声干扰，接收信号为平方律器件输出因为调制是一个循环平稳随机过程，所以s2(t)的期望值在两倍频率处有功率存在。非线性变换－M次方环43非线性变换－M次方环其等效鉴相器的输出为相位误差方差为SL平方损失，Beq环路等效带宽，Bbp平带通滤波器带宽44BPFM次方环的工作原理环路滤波VCO÷M非线性变换－M次方环M次方环载波提取45科斯塔斯环对双边带抑制载波信号载波提取的另一个方法是科斯塔斯环(Costas1956年)。46科斯塔斯环接收信号乘以VCO输出的两个正交载波，这两个乘积是乘法器后面的低通滤波器滤除倍频分量。低通滤波器的输出相乘产生误差信号误差信号经过环路滤波器，输出驱动VCO的控制电压。47载波和符号同步信号参数估计载波相位估计符号定时估计载波相位和符号定时联合估计最大似然估计的性能特征48符号定时估计在数字通信系统中，解调器的输出必须以符号速率周期性地在精确的抽样时刻tm=mT+τ上抽样，其中T是符号间隔，为了周期抽样，符号同步有几种方式：在某些通信系统中发送机和接收机的时钟都同步到一个主时钟，该时钟提供一个非常精确的定时信号。发送信息信号时附带发送一个频率为l/T或1/T的倍频时钟信号。时钟信号也可以从接收的数据信号中提取。面向判决的最大似然定时估计非面向判决定时估计49面向判决的最大似然定时估计如果信号是一个基带PAM波形，它可表示为正如载波相位估计，面向判决定时估计器将解调器输出的信息符号作为已知的发送序列。对数似然函数为50面向判决的最大似然定时估计求τ的ML估值的必要条件是由此给出跟踪环的实现方法，如下图所示。可以看到环路中的求和器作为环路滤波器，其带宽由求和器的滑动窗口的长度控制。环路滤波器的输出驱动压控时钟振荡器(VCC)，VCC输出控制环路输入的抽样时间。因为在τ的估计中使用了已检测信息序列{In}，所以该估计是面向判决的。51面向判决的最大似然定时估计52非面向判决定时估计非面向判决定时估计的方法：首先将似然函数在信息符号的PDF上求平均，得出平均似然函数或平均对数似然函数，再求微分并令其等于0得到最大似然估计的条件。在二进制PAM情况下，其中In=±1，且等概率，对数据求平均得与载波相位估计情况一样，对小的x有因此在低信噪比时53非面向判决定时估计由此得到下图所示跟踪环路实现方案54对于多电平PAM可以用具有零均值单位方差的高斯PDF来近似信息符号的统计特征。即将Λ(τ)在高斯PDF上求平均时，通过求导可得到τ的非面向判决估计值。非面向判决定时估计55非面向判决定时估计由此得到下图所示跟踪环路实现方案，其中定时环与用于相位估计的科斯塔斯环相似。56载波和符号同步信号参数估计载波相位估计符号定时估计载波相位和符号定时联合估计最大似然估计的性能特征57载波和符号定时的联合估计多个参数的联合ML估计优于各自参数的ML估计设等效低通信号其中{In}和{Jn}为两信息序列。对于PAM，令Jn=0(所有n)，且序列{In}是实；对于QAM和PSK，令Jn=0(所有n)，且序列{In}是复值；对偏移QPSK，两个信息序列{In}和{Jn}是非零值，且