一种低电压大电流的线性的设计和实现-设计应用VIP

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随着电源技术的发展，低电压，大电流的开关电源因其技术含量高，应用广，越来越受到人们重视。在开关电源中，正激和反激式有着电路拓扑简单，输入输出电气隔离等优点，广泛应用于中小功率电源变换场合。跟反激式相比，正激式变换器变压器铜损较低，同时，正激式电路副边纹波电压电流衰减比反激式明显，因此，一般认为正激式变换器适用在低压，大电流，功率较大的场合。

在我们的新项目中使用了INTEL新的芯片组和CPU,和以往不同的是，前端系统总线（FSB）将使用独立的终端（termination）电源，需要系统提供为6A的1.2V电源。其逻辑（corelogic）和HUBLINK也将消耗7A×1.5V的功耗。在以往的做法中会直接使用LDO来实现低电压小电流的转换，然而，在这么大的电流情况下很难找到合适的LDO来实现电源转换。

PWM电路分析

PWM电路基本原理依据：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时其效果相同。PWM控制原理，将波形分为6等份，可由6个方波等效替代。脉宽调制的分类方法有多种，如单极性与双极性，同步式与异步式，矩形波调制与正弦波调制等。单极性PWM控制法指在半个周期内载波只在一个方向变换，所得PWM波形也只在一个方向变化，而双极性PWM控制法在半个周期内载波在两个方向变化，所得PWM波形也在两个方向变化。根据载波信号同调制信号是否保持同步，PWM控制又可分为同步调制和异步调制。矩形波脉宽调制的特点是输出脉宽列是等宽的，只能控制一定次数的谐波；正弦波脉宽调制的特点是输出脉宽列是不等宽的，宽度按正弦规律变化，输出波形接近正弦波。正弦波脉宽调制也叫SPWM.根据控制信号产生脉宽是该技术的关键。目前常用三角波比较法、滞环比较法和空间电压矢量法。

对于低电压大电流的情况一般会用PWM的方式来实现电源转换，因此开始的设计采用PWM来实现1.2V和1.5V电源的转换，均采用单相。采用合适的PWM控制器可以直接控制两路电源的输出，电路如图1所示，这种拓扑结构在主板上应用广泛，从CPU的电源供电到DDR的电源和终端供电都是通过该方式实现的。这是一种很成熟的电源转换方式，可以很可靠地实现低电压大电流的转换。

在这种转换结构中，MOSFET工作在饱和和截止两个区，上端MOSFET的功耗主要由导通功耗和开关功耗两部分构成，下端MOSFET可以实现零压差的转换，功耗主要由导通功耗决定，即MOSFET上的功耗主要由Rds（on）和Qg决定，由于现在的MOSFET工艺水平的进步，可以做到Rds（on）和Qg都比较小，因此MOSFET功耗产生的热量可以比较好地解决，必要时可以并联两个MOSFET来减小其散热。为了让输出电压纹波比较小，通常会在这里用到比较大的电感和大容值电容。这种电路结构的特点是简单成熟，元件的选择范围宽，功率器件散热问题可以比较好地解决。这种方式的缺点是使用的元件比较多，每一相至少需要两个MOSFET和一个电感，元件占用面积很大。在上述的电路中预估元件所占用的面积约为16平方厘米。

目前主板上的元件密度已经越来越高，从而可以使价值密度也提高。本项目规格为两颗CPU的标准ATX主板，INTELCPU的设计指导建议每颗CPU的电源将单独由4相供给，2颗CPU共8相。四条DDRII内存，6条PCI/PCI-X/PCIEXPRESS插槽，主板上部CPU附近的元件摆放具有一定难度，当把主要部件摆放好了后，发现已经没有足够的空间摆放转换1.5V和1.2V所需要的四颗MOSFET、两个大电感和一个PWM控制器，还必须要在电源输出端摆放几颗大容值的电解电容。

运算放大器实现电源转换

运算放大器（简称"运放"）是具有很高放大倍数的电路单元。在实际电路中，通常结合反馈网络共同组成某种功能模块。由于早期应用于模拟计算机中，用以实现数学运算，故得名"运算放大器".运放是一个从功能的角度命名的电路单元，可以由分立的器件实现，也可以实现在半导体芯片当中。随着半导体技术的发展，大部分的运放是以单芯片的形式存在。运放的种类繁多，广泛应用于电子行业当。运算放大器是用途广泛的器件，接入适当的反馈网络，可用作精密的交流和直流放大器、有源滤波器、振荡器及电压比较器。

在这种情况下决定采用运算放大器的功率放大来实现电源的转换，其电路如图2所示。电路中采用了运算放大器LM358,其内部封装了两颗完全独立的运算放大器，可以工作在单端电源供电或者双电源供电，工作带宽为1MHz,并带温度补偿。MOSFET采用FDS6690A,为TO-252封装，MOSFET将工作在饱和区和线性区。图2:采用运算放大器实现电源转换。

该项目中使用了DDRII技术，其工作电压为1.8V,有别于DDRI的2.5V,并且不再需要提供额外的DDR终端电源。当整个系统插满4条DDRII模块全速工作时将需要30A@1.8V的电流。加大1.8V的电源供给使其达到40A的供给能力，可以直接将1.8V提供给1.2V和1.5V转换的电源。从1.8V转换到1.2V和1.5V的低压差特点使得线性低电压大电流转换成为可能。

如果采用该转换方式，仅仅用一颗LM358、两颗MOSFET以及一些大容值输出电容就可实现两个独立电源转换，元件的数量减少一半，可以很好地解决摆放空间不够的问题，其整体的PCB占用面积只有8平方厘米，只相当于采用PWM方式所占用面积的一半。

电路仿真

电路仿真，顾名思义就是设计好的电路图通过仿真软件进行实时模拟，模拟出实际功能，然后通过其分析改进，从而实现电路的优化设计。是EDA（电子设计自动化）的一部分。现在比较常用的电路仿真软件有：Multisim系列，Cadence等。它们利用仿真产生的数据执行分析，分析范围很广，从基本的到极端的到不常见的都有，并可以将一个分析作为另一个分析的一部分的自动执行。集成LabVIEW和Signalexpress快速进行原型开发和测试设计，具有符合行业标准的交互式测量和分析功能。

首先将通过PSPICE建立模型来仿真电路，避免一些不必要的设计错误。在这里仿真6A/1.2V的输出工作情况。如前所述，在该电路中转换电流源1.8V会和DDRII消耗的电源共用。设计中1.8V通过两相PWM输出，其切换频率为200kHz,建立的电源模型：1.8+0.2sin（t×2π×1000k）（DDRII电源规范的范围为1.7~1.8v）。选择MOSFET图3:仿真模型电路示意图（负载模型未给出）。FDS6690A,可以从互联网得到其PSPICE模型，芯片组和CPU不提供PSPICE模型，根据电流变化参数，建立简单负载模型，其阻抗在阻抗和阻抗中高速变化以模拟坏的缓冲器切换情况。系统要求的电流为6A,此时近似的负载阻值为1.2/6=0.2Ω。考虑到参考电压通过系统3.3V分压得到，建立参考电压的模型：1.2+0.12sin（t×2π×5000k）。对于输出端的电容补偿，使用共计1000uF容值电容，其等效串联电感ESL为10nH,等效串联电阻ESR为30mΩ。建立图3中的仿真模型（图中负载模型没有给出）。

通过仿真，可以得出输入输出电压以及MOSFET上功耗的波形和负载上电流波形。

从以上的仿真结果可以看出输出电压变化范围为1.15V~1.25V，MOSFET上功耗变化范围为0.4W~4.75W。平均功耗已经超过了2W，该MOSFET热阻为45℃/W。如此大功耗产生的热将不能够有效散发，热的积累将可能把MOSFET烧毁。通过分析，决定在MOSFET漏端串接大功率小阻值电阻，让一部分功耗消耗在电阻上，见图4。图4：在MOSFET漏端增加大功率小阻值电阻解决散热问题。

同样做相应的电压输出、MOSFET和电阻上的功耗仿真。仿真的结果是输出的电压纹波将增大，造成增大的原因为漏端电阻的加入相当于增加了电源的内阻。尽管如此，输出电压值仍然在1.15V~1.25V内变化。此时可以看到MOSFET上的功耗已经显着减小，平均功耗小于1.5W,此时电阻上的功耗也为1.5W左右。MOSFET的工作温度将小于90℃，这样就很好地解决了PCB占用面积和MOSFET发热问题。