知识总结反激式变换器中RCD箝位电路的设计(完整版)实用资料

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知识总结反激式变换器中RCD箝位电路的设计知识总结反激式变换器中RCD箝位电路的设计（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）时间：在反激式变换器中，箝位电路采用RCD形式具有结构简单，成本低廉等优点，本文详细论述了该种电路的设计方法。Abstract:TheapplicationofRCDcircuitinconvertercanrealizelowcostandlowpartscout.Howtodesignthatcircuitisintroduced.Keyword:RCDclamp,Flybackconverter一、引言反激式变换器具有低成本，体积小，易于实现多路输出等优点，因此被广泛应用于中小功率(≤100w)的电源中。但是，由于变压器漏感的存在及其它分布参数的影响，反激式变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，这个尖峰电压严重危胁着开关管的正常工作，必须采取措施对其进行抑制，目前，有很多种方法可以实现这个目的，其中的RCD箝位法以其结构简单，成本低廉的特点而得以广泛应用，但是，由于RCD箝位电路的箝位电压会随着负载的变化而变化，如果参数设计不合理，该电路或者会降低系统的效率，或者会达不到箝位要求而使开关管损坏，本文介绍了反激式变换器中的RCD箝位电路的基本原理，给出了一套较为实用的设计方法。二、反激式变换器中RCD箝位电路的工作原理

图为RCD箝位电路在反激式变换器中的应用。图中：Vclamp:箝位电容两端间的电压Vin:输入电压VD:开关管漏极电压Lp:初级绕组的电感量Llk:初级绕组的漏感量该图中RCD箝位电路的工作原理是：当开关管导通时，能量存储在Lp和Llk中，当开关管关闭时，Lp中的能量将转移到副边输出,但漏感Llk中的能量将不会传递到副边。如果没有RCD箝位电路，Llk中的能量将会在开关管关断瞬间转移到开关管的漏源极间电容和电路中的其它杂散电容中，此时开关管的漏极将会承受较高的开关应力。若加上RCD箝位电路，Llk中的大部分能量将在开关管关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容上，然后这部分能量被箝位电阻Rc消耗。这样就大大咸少了开关管的电压应力。三、RCD箝位电路的设计在RCD箝位电路中电阻Rc和电容Cc的取值都比较大，因此，箝位电容Cc上的电压在每个开关周期不会有较大的变化，这样，我们可以用一个恒定值Vclamp来表示箝位电容两端的电源。在此基础上我们可以按以下几个步骤来设计RCD箝位电路。步骤一：确定箝位电压Vclamp

图2表示的是采用RCD箝位的反激变换器的开关管的漏极电压。图中：VOR：次级到初级的折射电压Vclamp：箝位电容Cc两端的箝位电压VBR(DSS)：开关管的漏源极击穿电压VINMAX：最大输入直流电压由图可见，箝位电压Vclamp与开关管的VBR(DSS)及输入最高电压有关，如果考虑0.9的降额使用系数，可用下式来确定Vclamp的大小。

步骤二：确定初级绕组的漏感量Llk初级绕组的漏感量可以通过测试来获得，常用方法是，短路各个次级绕组测试此时的初级绕组的感量，这个值就是初级绕组的漏感量。需要注意的是，测试频率应采用变换器的工作频率。当然，批量生产时不可能采取逐个测试的方法，这时，可确定一个百分比来估计整个批次的漏感值，这个百分比通常是在1%--5%。步骤三：确定箝位电阻Rc前文提到，箝位电容Cc两端的电压可用恒定值Vclamp表示，因此箝位电阻消耗的功率为：

式中：PR-clamp：箝位电阻消耗的功率另一方面从能量守恒原则考虑，存在以下关系：

式中：WR-clamp：箝位电阻消耗的能量Wl：初级绕组漏感中存储的能量VOR：次级到初级的折射电压。Vclamp：箝位电压将能量转换为平均功率则(3)式可变为：

式中：fs：变换器的工作频率

Llk：初级绕组的漏感量Ids-peak：开关管的最大峰值电流(即低压满载时的峰值电流)这样由(2)、(4)式就可得到箝位电阻的计算公式：

步骤四：确定箝位电容Cc箝位电容Cc的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，通常取这个脉动电压为箝位电压的5%--10%,这样，我们就可通过下式来确定Cc的最小值。

式中：Cc：箝位电容Vclamp：箝位电压△Vclamp：箝位电容上的脉动电压Rc：箝位电阻fs：变换器的工作频率

步骤五：实验验证上述计算结果，应该在实验中得以验证，此时应该观察各种输入电压及负载情况下的箝位电压波形，同时还要考虑元器件的选型是否合理，比如，箝位电阻的功率选择应考虑1/3降额使用，箝位电容应选择具有低的串联等效电阻和低的等效电感的电容，箝位二极管应选择反向击穿电压高于开关管的漏源击穿电压且反向恢复时间尽可能短的超快恢复二极管。另外，上述计算过程并没有考虑寄生参数的影响，所以我们应以计算值为基础，根据实验的情况适当调整，很快就可得到满意的值。四、总结RCD箝位电路广泛应用于中小功率的反激式变换器中，只有合理的选择R、C的参数，才能实现低成本、高可靠性的电源。有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法摘要：零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑非常适合中小功率开关电源的设计。增加变压器励磁电流或应用磁饱和电感均能实现零电压软开关工作模式。基于对零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑的理论分析，提出了一套实用的优化设计方法。实验结果验证了理论分析和设计方法。1引言

单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大，EMI问题难以处理。

为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。

然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。

2正激有源钳位变换器的工作原理

如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关Sa（带反并二极管）和储能电容Cs，以及谐振电容Cds1、Cds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱和电感Ls用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关S和Sa工作在互补状态。为了防止开关S和Sa共态导通，两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工作模式分别进行讨论。为了方便分析，假设：1）储能电容Cs之容量足够大以至于其上的电压Vcs可视为常数；

2）输出滤波电感Lo足够大以至于其中的电流纹波可忽略不计；

3）变压器可等效成一个励磁电感Lm和一个匝比为n的理想变压器并联，并且初次级漏感可忽略不计；

4）所有半导体器件为理想器件。

2.1有源钳位正激变换器硬开关工作模式

硬开关的有源钳位正激变换器工作状态可分为6个工作区间，关键工作波形如图2(a)所示。

[t0～t1]期间主开关S导通，辅助开关Sa断开。变压器初级线圈受到输入电压Vin的作用，励磁电流线性增加，次级整流管导通并向负载输出功率。t1时刻，主开关S断开。

[t1～t2]期间负载折算到变压器初级的电流Io＊和励磁电流im给电容Cds1充电和Cds2放电，电压Vds1迅速上升。t2时刻，Vds1上升到Vin，变压器输出电压为零，负载电流从整流管D3转移到续流管D4。

[t2～t3]期间只有励磁电流im通过Lm、Cds1、Cds2继续谐振，并在t3时刻Vds1达到(Vin＋Vcs)。辅助开关Sa的反并二极管D2导通，励磁电流给电容Cs充电并线性减小，此时，可驱动辅助开关Sa。

[t3～t4]期间变压器初级线圈受到反向电压Vcs的作用，励磁电流由正变负。t4时刻，Sa断开。

[t4～t5]期间电容Cds1、Cds2与Lm发生谐振，并在t5时刻电压Vds1下降到Vin，变压器磁芯完成磁恢复。

[t5～t0′]期间次级整流管导通，变压器次级绕组短路，给励磁电流提供了通道。在此期间，Vds1维持在Vin，励磁电流保持在－Im(max)。t0′时刻，主开关S被驱动导通，下一个开关周期开始。

很明显，有源钳位正激变换器的变压器磁芯工作在一、三象限，变换器工作占空比可超过50％。由于电容Cds1、Cds2的存在，开关S和Sa均能自然零电压关断，而且Sa能实现零电压导通。但主开关管S工作在硬开关状态。

2.2有源钳位正激变换器零电压软开关模式

从上面的分析可明显地看出，当变压器励磁电感Lm减小，励磁电流足够大时，[t5～t0′]期间励磁电流除了能提供负载电流外，剩余部分可用来帮助电容Cds2、Cds1充放电。电压Vds1有可能谐振到零，从而实现主功率开关管S的零电压软开通。二极管D1可为负的励磁电流续流。关键工作波形如图2（b）所示，具体的软开关条件将在下一节中详细讨论。很显然，软开关的代价是变压器励磁电流和开关管导通电流峰值大幅增加，开关管及变压器电流应力和通态损耗明显加大。

2.3应用磁饱合电感器实现零电压软开关

为了克服上述零电压软开关工作时电流应力过大的缺点。可以在变压器次级整流二极管上串联一个磁饱和电感Ls，如图1所示。当电压Vds1下降到Vin时，[t5～t0′]期间磁饱和电感Ls瞬时阻断整流二极管，使得变压器励磁电流不必负担负载电流，而可完全用来给电容Cds2、Cds1充放电。这样，不必大量减小变压器励磁电感，较小的励磁电流就可以保证电压Vds1谐振到零，实现主功率开关管的零电压软开通。关键工作波形如图2（c）所示。

3静态分析和优化设计方法

3．1储能电容电压及开关管承受的电压应力

根据磁芯伏-秒平衡原则，可得式（1）

式中：Vin为输入直流电压；

Vo为输出电压；

D为主开关导通占空比；

Ts为开关周期；

n为变压器匝比。

因此，主开关S和辅助开关Sa承受的最大电压应力均为VDS：

上式说明，当变压器匝比愈小时，对于一定的输入电压和输出电压的变换器，开关管电压应力VDS愈小。所以，有源钳位正激变换器一个显著优点是可以降低开关管电压应力，从而可选用额定电压较低、通态电阻较小的功率开关管。另外，当变压器变比n确定后，开关管电压应力仅与占空比有关，如图3所示。显然，当占空比为0.5时，开关管承受最小的电压应力。当输入电压变化时，如果将占空比设计运行在以0.5为中心的对称范围内，则可使开关管承受的电压应力基本保持恒定。3．2增加励磁电流实现零电压软开关工作条件

从开关Sa断开到电压Vds1谐振至零的过程，即工作区间[t4～t5]和[t5～t0′]。要实现主开关S零电压软开通，其导通驱动延迟时间必须大于以上两区间之和。

[t4～t5]期间等效电路如图4所示。相应的电路微分方程是：

微分方程的解为：

式中：0≤t≤t5－t4。

t5时刻，即当

[t5～t0′]期间等效电路如图5所示。相应的电路微分方程是：

微分方程的解为：

为变换器输出电流折算到变压器原边的值，并且忽略了输出电感的电流纹波。

显而易见，主开关零电压开通的必要条件是：

实际上，上述条件即是，变压器励磁电感储存的电流除支持负载电流外，剩余能量能使电容Cds1上电压谐振到零。Vds1从Vin谐振到零所需时间tb为：

所以，主开关管零电压导通所需总的导通延迟时间td为：

实际上，谐振频率ω远大于开关频率fs，即K远大于1，故式（23）可简化为：

3．3应用磁饱和电感实现软开关工作的条件

当辅助开关Sa断开后，由于磁饱和电感Ls瞬间相当于开路，因此变压器励磁电流可完全用来对Cds2和Cds1充放电。[t4～t5]、[t5～t0′]期间，等效电路同图4。显然，令式（21）和（24）中Io＊或Io为零，即可得到主开关管零电压导通的能量条件和时间条件，Im(max)≥CdsωVin，即：

死区延迟时间，意味着PWM变换器有效占空比的损失。为了尽量减小有效占空比的损失，则K必须加大。另一方面，变换器开关频率fs愈高，则为保持相同的有效占空比，K至少应保持不变，即谐振频率ω应与开关频率fs成比例增加。图6给出了软开关所需要的死区时间td和最大励磁电流Im(max)与K的关系曲线。从图中明显看出，采用加大励磁电流的方法实现零电压软开关和采用磁饱和电感器比较，要求的K较大，因而有较大的励磁电流损耗；另外，从式（15）看出，开关频率愈高，电流峰值也愈高，变压器的铜耗和开关管的导通损耗也愈大。因此，软开关有源钳位正激变换器工作频率不宜太高。

3．4优化设计方法

对一给定技术指标的DC/DC变换器，其具体参数为：输入电压范围Vin(min)～Vin(max)，输出电压Vo，输出功率Po，开关频率fs。设计步骤如下：

1）根据输出功率Po、开关频率fs选定变压器磁芯材料，得到相应的磁芯截面积Ae，饱和磁密Bs，窗口面积Aw等。设定最大交变磁密ΔB。

2）确定最大电压应力VDS及降额系数K1。

3）据式（27）、（28）求出变压器匝比n和最大、最小占空比Dmax、Dmin，及正常占空比Dnorm。

4）求出变压器初次级匝数N1，N2。

5）求出开关管电压应力Vds，选定主开关S和辅助开关Sa的额定电压及确定谐振电容Cds1和Cds2。

6）设定死区延迟时间td，针对不同的软开关实现方法，分别从式（21）、（24）或（25）、（26）求出所需的系数K。

7）根据式（14）和（12）求出谐振频率ω及变压器初级励磁电感量Lm。

4设计实例和实验结果

应用上述设计方法，设计1台用于通讯设备的AC/DC变换器电源。具体技术指标为：

输入电压ViAC140V～280V

输出电压VoDC12V

输出功率Po150W

功率因数λ>0.95

效率η>0.80

采用常规的Boost变换器进行功率因数校正，满足功率因数大于0.95的指标要求，且得到DC440V的直流电压。考虑到电源保持时间要求，设定有源钳位DC/DC变换器输入电压工作范围为DC330～450V，开关频率为100kHz，即Ts=10μs，Vinmax=450V，Vinmin=330V，Vinnorm=440V。为提高效率，有源钳位DC/DC变换器采用了同步整流技术，设计结果如下：

1）选择磁芯材料为TDK，PC40，EER40，Ae=1.49cm2，Bs=450mT，取ΔB=300mT。

2）设定开关管最大电压应力为900V，降额系数K1为0.9。

3）求出变压器匝比n，最大、最小占空比Dmax、Dmin，及正常占空比Dnorm

考虑整流管压降和输出电感损耗，取Vo为13V，据式（27）、（28）求出：n≤15，取n=13.3。则：Dmax=0.524，Dmin=0.384，Dnorm=0.393。

4）据式（29）、（30）求出变压器初次级匝数N1，N2分别为40匝和3匝。

5）据式（3），求出当占空比为0.384时，开关管承受最大的电压应力731V。S和Sa可选900V之功率场效应管。等效漏源并联电容Cds1为330pF，Cds2为200pF，所以Cds为530pF。

6）设定死区时间td为350ns，采用磁饱和电感方法实现软开关。则据式（26）求出K为15.4。

7）据式（14）和（12）求出谐振频率ω为1.54MHz，变压器励磁电感Lm为800μH。

图7（a）、7（b）、7（c）给出了实测的主开关管工作电压、电流波形。图7（a）显示主开关管工作在硬开关状态。图7（b）和图7（c）分别是采用增加励磁电流方法和应用磁饱和电感器方法实现零电压软开关的电压电流波形，后者明显地降低了励磁电流和开关管电流的峰值。实测波形与理论分析完全一致。图8、9显示出了实测的效率曲线。从图9中看出，当变换器开关频率增加时，变压器励磁电流损耗和开关管通态损耗所占比重增加，变换器效率降低了。实验结果验证了理论分析。5结语

有源钳位正激拓扑非常适合中小功率的DC/DC变换器电源设计。零电压软开关条件是变压器励磁电感和谐振电容的谐振频率必须足够大，并且有足够的励磁电流储能。其代价是变压器励磁电流损耗和功率开关管通态损耗加大，并随工作频率提高而加剧。因此该变换器拓扑工作频率受到限制。采用磁饱和电感可以改善电流应力过大的缺点。本文给出了有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法。一台应用于通讯设备，宽范围输入电压的150W电源被设计出来，实验结果证实了理论分析。正激变换器中变压器的设计方法胡宗波，张波(华南理工大学电力学院雅达电源实验室，广东广州510640）

摘

要：详细介绍了高频开关电源中正激变换器变压器的设计方法。按照设计方法，设计出一台高频开关电源变压器，用于输入为48V(36～72V)，输出为2.2V、20A的正激变换器。设计出的变压器在实际电路中表现出良好的电气特性。

关键词：高频开关电源；正激变换器；开关电源变压器1引言

电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～72V)，输出2.2V、20A的正激变换器的高频开关电源变压器。

2正激变换器中变压器的设计方法

正激变换器是最简单的隔离降压式DC/DC变换器，其输出端的LC滤波器非常适合输出大电流，可以有效抑制输出电压纹波。所以，在所有的隔离DC/DC变换器中，正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但是，正激变换器必须进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。正激变换器的复位方式很多，包括第三绕组复位、RCD复位[1,2]、有源箝位复位[3]、LCD无损复位[4,5]以及谐振复位[6]等，其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。本文设计的高频开关电源变压器采用第三绕组复位，拓扑结构如图1所示。

开关电源变压器是高频开关电源的核心元件，其作用有三：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。在开关管的作用下，将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上，经开关电源变压器的电磁转换，输出所需要的电压，将输入功率传递到负载。开关变压器的性能好坏，不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。所以在设计和制作时，对磁芯材料的选择，磁芯与线圈的结构，绕制工艺等都要有周密考虑。开关电源变压器工作于高频状态，分布参数的影响不能忽略，这些分布参数有漏感、分布电容和电流在导线中流动的趋肤效应。一般根据高频开关电源电路设计的要求提出漏感和分布电容限定值，在变压器的线圈结构设计中实现，而趋肤效应影响则作为选择导线规格的条件之一。

2.1变压器设计的基本原则

在给定的设计条件下磁感应强度B和电流密度J是进行变压器设计时必须计算的参数。当电路主拓扑结构、工作频率、磁芯尺寸给出后，变压器的功率P与B和J的乘积成正比，即P∝B·J。

当变压器尺寸一定时，B和J选得高一些，则某一给定的磁芯可以输出更大的功率；反之，为了得到某一给定的输出功率，B和J选得高一些，变压器的尺寸就可以小一些，因而可减小体积，减轻重量。但是，B和J的提高受到电性能各项技术要求的制约。例如，若B过大，激磁电流过大，造成波形畸变严重，会影响电路安全工作并导致输出纹波增加。若J很大，铜损增大，温升将会超过规定值。因此，在确定磁感应强度和电流密度时，应把对电性能要求和经济设计结合起来考虑。

2.2各绕组匝数的计算方法

正激变换器中的变压器的磁芯是单向激磁，要求磁芯有大的脉冲磁感应增量。变压器初级工作时，次级也同时工作。

1)计算次级绕组峰值电流IP2

变压器次级绕组的峰值电流IP2等于高频开关电源的直流输出电流Io，即

式中：D是正激变换器最大占空比。

3)计算初级绕组电压幅值Up1

Up1=Uin－ΔU1（3）

式中：Uin是变压器输入直流电压（V）；

ΔU1是变压器初级绕组电阻压降和开关管导通压降之和（V）。

4）计算次级绕组电压幅值

式中：Uo是变压器次级负载直流电压（V）；

ΔU2是变压器次级绕组电阻压降和整流管压降之和（V）。

5)计算初级电流有效值I1

忽略励磁电流等影响因素，初级电流有效值I1按单向脉冲方波的波形来计算：

6)计算去磁绕组电流有效值IH

去磁绕组电流约与磁化电流相同，约为初级电流有效值的5％～10％，即

8)确定磁芯尺寸[7]

首先确定铜耗因子Z，Z的表达式为

式中：τ是环境温度（℃）；

Δτ是变压器温升（℃）。

然后计算脉冲磁感应增量ΔBm，

ΔBm=KB·Bm（10）

式中：KB是磁感应强度系数；

Bm是磁芯材料最大工作磁感应强度（T）。

对于R2K铁氧体磁芯，最大工作磁感应强度是0.3T。磁感应强度系数KB可以从图2所示的磁感应强度系数曲线图得出，它取决于输出功率P2（W），工作频率f（kHz）和变压器平均温升Δτ（℃）。

变压器所需磁芯结构常数Y由下式确定

式中：Y是变压器所需磁芯结构常数（cm5）；

q是单位散热表面功耗（W/cm2），q可以从温升和q值关系曲线中得出，如果环境温度为25℃，变压器温升为50℃，对应的q值为0.06。

计算出Y之后，选择磁芯结构常数Yc≥Y的磁芯，然后从磁芯生产厂商提供的资料中查出变压器散热表面积St(cm2)，等效截面积Ae(cm2)等磁芯参数，或者自行设计满足结构常数的磁芯。

9)计算初级绕组匝数（N1）[7]

式中：Upi是次级各绕组输出电压幅值（V）。

11)计算去磁绕组匝数

对于采用第三绕组复位的正激变换器，复位绕组的匝数越多，最大占空比越小，开关管的电压应力越低，但是最大占空比越小，变压器的利用率越低。故需综合考虑最大占空比和开关管的电压应力，一般选择去磁绕组匝数（NH）和初级绕组匝数相同，即

NH=N1（14）

需要注意的是，应该确保初级绕组和去磁绕组紧密耦合。

2.3确定导线规格

1)计算变压器铜耗Pm

根据变压器平均温升确定变压器总损耗，减去磁芯损耗即得出铜耗，再根据铜耗来计算电流密度。计算铜耗应该在磁芯规格确定之后进行。

式中：St是变压器表面积（cm2）；

Pb是在工作磁感应强度和频率下单位质量的磁芯损耗（W/kg）；

Gc是磁芯质量（kg）。

在实际计算中，铜耗可以按总损耗的一半处理。

2)计算铜线质量Gm

式中：lm是线圈平均匝长（cm）；

SW是磁芯窗口面积（cm2）；

Km是铜线窗口占空系数，定义为绕组净可绕线空间与导线截面积之比。

计算铜线占空系数时应根据不同情况选取适当值，一般选取范围在0.25～0.4之间，采用多股并绕时应选取较小值。

3)计算电流密度J

4)计算导线截面积Smi和线径di

式中：Ii是各绕组电流有效值（A）。

计算所需导线直径时，应考虑趋肤效应的影响。当导线直径大于2倍趋肤深度时，应尽可能采用多股导线并绕。采用n股导线并绕时，每股导线的直径din按下式计算。

如果采用多股导线并绕，导线的股数太多，可以采用铜箔。在使用铜箔时，铜箔的厚度应该小于两倍的趋肤深度，铜箔的截面积必须大于该绕组导线所需的截面积。

在计算完毕后，校验窗口尺寸，计算分布参数，校验损耗和温升等。

3应用实例

设计一个用于输入为48V（36～72V），输出为2.2V、20A的正激变换器的高频开关电源变压器，工作频率是200kHz，最大占空比为0.45，采用第三绕组复位，铜线的趋肤深度为Δ=0.148mm。按照上述设计方法，设计的高频开关电源变压器如下：

磁芯规格EFD20，磁芯材料为3F3，Ae=31.0mm2，Philips；

初级绕组16匝，采用型号为AWG31的铜线，6股并绕；

复位绕组16匝，采用型号为AWG33的铜线；

次级绕组2匝，采用厚度t=0.1mm，宽度b=14mm的铜箔，两层并绕，即截面积S=2.8mm2。

在最终确定导线规格时，均保留了一定的裕度。为使各绕组耦合良好，采用交错绕线技术，如图3所示[8]，其中P1和P2为变压器初级绕组，并联；S1和S2为变压器次级绕组，并联；R为变压器复位绕组。那么，初级绕组采用AWG31的铜线，两层；次级绕组采用采用厚度t=0.1mm，宽度b=14mm，即S=1.4mm2的铜箔，两层。

设计出的变压器的初级励磁电感值实测为Lm=320.40μH，次级电感值实测为Ls=5.18μH，初级漏感电感值实测约为0.18μH。该变压器在正激变换器中的工作特性很好。4结语

本文详细阐述了正激变换器中变压器的设计方法，并结合具体设计任务，设计出一个用于48V（36～72V）输入，2.2V、20A输出的高频开关电源变压器。设计出的变压器在实际电路中表现出良好的电气特性。参考文献[1]BridgeCD.ClampvoltageanalysisforRCDforwardconverters[C].AppliedPowerElectronicsConferenceandExposition,2000.APEC2000.FifteenthAnnualIEEE,Volume:2,2000,Page(s):959－965vol.2.

[2]JovanovicM.M,ZhangMTandLeeFC.Evaluationofsynchronousrectificationefficiencyimprovementlimitsinforwardconverters[J].IndustrialElectronics,IEEETransactionson,Volume:42Issue:4,Aug.1995.Page(s):387－395.

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[7]电子变压器专业委员会编.电子变压器手册[M].沈阳:辽宁科学技术出版社,1998.

[8]XuefeiXie,Liu,JCP,Poon,FNKandPongBMH.Voltagedrivensynchronousrectificationinforwardtopology[C].PowerElectronicsandMotionControlConference,2000.Proceedings.PIEMC2000,TheThirdInternational,Volume:1,2000,Page(s):100－105.1.引言

双正激变换器克服了正激变换器中开关电压应力高的缺点,每个开关管只需承受输入直流电压,不需要采用特殊的磁复位电路就可以保证变压器的可靠磁复位.它的每一个桥臂都是由一个二极管与一个开关管串联组成,不存在桥臂直通的危险,可靠性高.因此双正激变换器具有其它变换器无法比拟的优点,成为目前中大功率变换器中应用最多的拓扑之一.双正激组合变换器通过对双正激变换器进行并、串组合,可以克服其占空比只能小于0.5的缺点,提高变压器的利用率和变换器的等效占空比,适合应用于高输入和输出电压的大功率场合[1,2].

现代电源的发展方向是高频化、小型化、模块化、智能化,实现变换器的高功率密度、高效率和高可靠性.提高开关频率,减小磁性元件的体积和重量是提高变换器功率密度的有效措施.但是在硬开关状态下工作的变换器,随着开关频率的上升,一方面开关器件的开关损耗会成正比地增大,无源元件的损耗大幅度增加,效率大大降低;另一方面,过高的dv/dt和di/dt会产生严重的电磁干扰(EMI),影响变换器的可靠性.为了改善高频变换器开关的工作条件,减小开关损耗和电磁干扰,各种软开关技术应用而生,包括无源软开关技术与ZVS/ZCS谐振、准谐振、ZVS/ZCS-PWM、ZVT/ZCT-PWM等有源软开关技术.

近年来国内外广大学者对双正激及其组合变换器的软开关技术进行了大量的研究.软开关拓扑大体上可分为三类,即应用无源辅助电路的无源软开关拓扑;应用有源辅助电路的有源软开关拓扑;不需辅助电路的软开关拓扑.本文系统地分析了这三类软开关拓扑,指出各种拓扑的特点和适用场合,给出简单的分析和评价,并选择了一种新型的ZVS双正激组合变换器,作为高压直流输入航空静止变流器DC/DC级拓扑,成功研制了一台4KW的双正激组合变换器,满载时效率高达95.51%.

2.应用无源辅助电路的无源软开关拓扑

2.1原边箝位型ZVZCS双正激变换器

文献[3]提出了一种原边箝位型ZVZCS双正激变换器如图1所示.原边箝位电路由辅助电感Lr和两个箝位二极管D3、D4组成.

图1原边箝位型ZVZCS双正激变换器

S1和S2开通时Lr的电流从零开始线性上升,从而减小了D6关断时的di/dt和电压尖峰,S1和S2为零电流开通.S1和S2关断时负载电流对开关管的结电容充电,S1和S2为零电压关断.该拓扑的优点是:通过简单的无源箝位电路减小了副边续流二极管反向恢复引起的电压尖峰,降低了电磁干扰,实现了开关管的零电流开通和零电压关断,适合应用于高压输出的大功率场合.缺点是变换器的开关管为容性开通.

2.2一种双正激电路的软关断拓扑

文献[4]提出了一种双正激电路的软关断拓扑如图2所示.通过比开关结电容大得多的谐振电容C1、C2限制开关电压的上升速度,从而实现开关管的ZVS关断.由Lr、C1、C2D3、D4和D5构成的箝位电路是无损的,并能将变压器漏感所存储的能量全部返回到输入电源中.但是开关管开通时,谐振电流从开关管流过,增加了开关管的电流应力,而且开关管为硬开通,对大功率双正激电路效率的提高有较大的实用价值.

图2一种双正激电路的软关断拓扑

2.3无源ZVT双正激变换器

图3示出了一种无源ZVT双正激变换器[5],它通过在变压器原边增加辅助电路,实现开关管的零电压关断.其工作原理为:当两个开关管开通时,谐振电容Cr和谐振电感Lr通过开关S2及二极管D3谐振,将Cr上的电压改变极性,在开关管关断时,由于Cr比开关管的结电容大得多,因此限制了开关管电压的上升速度,从而实现零电压关断.这种变换器的优点是不需要增加有源开关器件,因此电路简单.但是由于在开关开通时,谐振电流要从下管S2流通,因此增加了下管的电流应力,而且开关管为硬开通,开通损耗较大.

图3无源ZVT双正激变换器

2.4无损缓冲ZVZCS双正激变换器

文献[6]提出了一种无损缓冲ZVZCS双正激电路如图4所示.通过辅助电感Lr实现开关管的零电流开通,由谐振电容Cr实现开关管的零电压关断.该变换器在整个负载范围内都可以实现软开关,通态损耗较小,而且缓冲电路是无损的.

图4无损缓冲ZVZCS双正激电路

2.5带能量吸收电路的软开关双正激变换器

文献[7]提出了一种开关管和副边整流二极管带能量吸收缓冲电路的双正激电路如图5所示.无损吸收缓冲网络实现了原边开关管的零电流开通、零电压关断和副边整流二极管的零电流开通,并且副边整流二极管不存在电压尖峰和反向恢复损耗.该电路结构比较复杂,需要附加2套缓冲电路.

图5带能量吸收缓冲电路的软开关双正激变换器

2.6桥臂互感型软开关双正激组合变换器

文献[8]提出了一种桥臂互感型软开关双正激组合变换器如图6所示,将两个双正激变换器的串联组合,副边采用倍流整流电路,适用于高输入电压、低压大电流输出的场合.开关管承受的电压仅为输入直流电压的一半.利用耦合电感中储存的能量实现开的零电压开关,同时采用移相控制技术调节输出电压和实现软开关.由于采用了带两个原边绕组的变压器,所以能够使变压器磁芯工作在双象限和实现输入电容电压的自动均压.该电路的缺点是每个桥臂上的辅助电路增加了开关管的电流应力,电路的导通损耗比较大,辅助电路较复杂.

图6桥臂互感型软开关双正激组合变换器

2.7改进的桥臂互感型软开关双正激组合变换器

文献[9]提出了一种改进的桥臂互感型软开关双正激组合变换器如图7所示,不仅具有图6电路所具有的优点,而且不需要采用图6电路所示的辅助电路.通过PWM控制开关管的导通和关断,利用偶合的谐振电感Lr1和Lr2实现开关管的零电压开通,但是软开关范围受一定的限制.由于输入电容的自动均压方式是通过原边电流流经开关管和变压器在两个电容之间相互传递能量实现的,因而会增加开关管的电流应力和导通损耗.而且副边整流二极管的电压应力较大,不适合应用在高输出电压场合.该变换器适用于高输入电压、低压大电流输出的大功率场合.

图7改进的桥臂互感型软开关双正激组合变换器

3.应用有源辅助电路的有源软开关拓扑

3.1有源箝位软开关双正激变换器

文献[10]提出了一种有源箝位软开关双正激变换器如图8所示.通过在变压器的原边并联一个由Sa、Ca、Da构成的有源箝位网络,不仅可以箝位开关管的电压,还可以实现开关管和辅管的零电压开通.同时变压器励磁电流双向流动,提高了变压器磁芯的利用率.电路工作于准方波模式,可以进行恒频PWM控制,电磁兼容性好.

图8有源箝位软开关双正激变换器

3.2一种新型的有源箝位双正激变换器

为了减小变换器原边开关管和副边二极管的开关损耗和导通损耗,文献[11]提出了一种新型的有源箝位双正激变换器如图9所示,利用2个开关管Sa1、Sa2代替传统双正激电路原边的2个箝位二极管,同时加入一个箝位电容,实现主开关管和辅管的ZVS开通.该拓扑电路结构简洁,而且辅管Sa1、Sa2可以选用电压定额较低的开关管.该变换器适用于宽输入电压范围的中、低压场合,但是辅管的引入增加了电路控制的复杂性.

图9一种新型的有源箝位双正激变换器

3.3一种有源软开关双正激变换器

文献[12]提出了一种有源软开关双正激变换器如图10所示.辅助谐振网络的辅管可以零电流开通,ZVS关断,同时实现主开关管S1的零电压零电流开通、零电压关断和S2的零电流开通.该拓扑的缺点辅助电路结构比较复杂,开关管S2是硬关断,而且存在容性开通损耗.

图10一种有源软开关双正激变换器

3.4串联组合式ZVS双正激变换器

图11所示电路[13]是由两个ZVS双正激变换器串联组成.它可以实现主开关管的零电压开通和辅管的零电流开通、零电压零电流关断.在主开关管开通前超前导通辅管Sa1(或Sa2),通过Lr1(或Lr2)和Cr1(或Cr2)谐振,使谐振电容上的电压达到Vin/2,然后开通主开关管.由于该电路采用了带两个原边的变压器,所以它能实现磁芯的双象限工作和输入电容的自动均压,适合应用在高电压输入的大功率场合.但是副边整流二极管的电压为两倍的副边电压,因而限制了变换器在高输出电压领域的应用.

3.5有源ZVT双正激变换器

文献[14]提出了一种有源ZVT双正激变换器如图12所示.其基本原理与图4所示的无源ZVT电路一样,也是通过比开关结电容大得多的谐振电容Cr限制开关电压上升速度,从而实现开关ZVS关断.与图4不同的是,谐振回路与主回路完全分开,在谐振网络中增加了谐振开关Sa,谐振电流不从下管中流过,因此不增加变换器主开关管的电流应力.而且通过在S1、S2开通之前很短的时间内超前开通谐振开关Sa,能够实现S1、S2的零电压开通.该带电路的缺点是Sa零电流开关,但为容性开通,而且这种变换器增加了电路的复杂性.

图12有源ZVT双正激变换器

3.6ZVT交错并联双正激组合变换器

文献[15]提出了一种ZVT交错并联双正激组合变换器,如图13所示,采用一套辅助电路实现整个组合变换器的主开关管的ZVS.辅助电路由两个开关管Sa1、Sa2、D5、D6有和谐振电容Cr组成,将变压器漏感和励磁电感作为谐振电感,减少了外加谐振电感带来的损耗.但是辅管是零电流开关,存在容性开通损耗.

图13ZVT交错并联双正激组合变换器

3.7ZCT双正激变换器

文献[16]提出了ZCT双正激变换器,如图14所示,在每个开关管旁并联一个谐振回路,在主开关管关断之前开通谐振开关,通过谐振回路的谐振,将主开关管的电流转移到谐振回路中,从而实现主开关管的零电流关断,谐振开关在谐振电流过零时自然关断.ZCT双正激变换器特别适合于以IGBT作主开关管的应用场合,可以避免IGBT关断时由拖尾电流引起的关断损耗.但是主开关管是硬开通,而且需要两个辅助开关和两套辅助电路,因此电路结构比较复杂.

图14ZCT双正激变换器

3.8广义软开关-PWM双正激变换器

广义软开关,就是用有源或无源的无损吸收电路,使开关过程软化,实现近似零电压开通或近似零电流关断,减少开关损耗,同时降低整流二极管的反向恢复损耗.它可以达到与传统ZVT或ZCT软开关几乎相同的指标,但比传统软开关具有电路简单,成本低廉,可靠性高的优点.图15所示是一种广义软开关-PWM双正激变换器[17,18],原理简述如下:主开关管S1、S2以及辅管Sa同时开通,回路中Lr限制了主开关管的电流上升率,减小了开通损耗.S1先关断,变压器电流对C1充电,C1上的电压不能突变,因此S1电压上升电压斜率受到限制,关断损耗减小.令Sa先于S2关断,当S2关断时,器电流对C2充电,和S1关断情况相同,减小了S2的关断损耗.该电路的特点是:变压器和吸收电感的储能可回馈给电源,辅管Sa可实现ZVS,S1、S2虽然不是零电压开通,也不是零电流关断,但是有源无损吸收电路有效地软化了开关过程.但是吸收电路需增加辅助开关管,控制较复杂.

图15广义软开关-PWM双正激变换器

4.不需辅助电路的软开关拓扑

4.1双桥式ZVS双正激组合变换器

图16提出了一种双桥式ZVS双正激组合变换器[19],两个双正激变换器在原边串联,共用一个高频变压器,通过移相控制,并利用变压器漏感和励磁电感实现开关管的零电压开通.变压器磁芯的双象限磁化实现了输入电容的自动均压.该电路适用于高输入、输出电压,大电流输出的场合,但是通态损耗较大.

图16双桥式ZVS双正激变换器

4.2ZVZCSPWM交错并联的双正激组合变换器

文献[20]提出了一种ZVZCSPWM并联的双正激组合变换器如图17所示,副边采用耦合的滤波电感以减小空载电流和环流电流,Ls1、Ls2是变压器的副边漏感.通过PWM控制,不需辅助电路就实现了S1、S2的ZVS和S3、S4的ZCS,减小了原边和副边的空载和环流电流,降低了通态损耗.它适合用于高压输入、IGBT做开关管的场合.

图17ZVZCSPWM交错并联的双正激组合变换器

4.3新型的ZVZCS双正激组合变换器

文献[21]提出了一种新型的ZVZCSPWM交错并联的双正激组合变换器如图18所示.两个相同的双正激变换器在原边串联,采用一个带两个原边绕组和两个副边绕组的高频变压器,采用PWM技术减少空载和环流电流,降低了导通损耗.在较宽的负载范围内不需采用任何有源或无源辅助电路,由变压器漏感电流实现了S1、S3的零电压零电流开通、零电压关断,利用漏感电流和环流电流实现S2、S4的零电流开通、零电压关断.4个开关管类似全桥变换器工作,磁芯元件和滤波器体积都很小.该变换器的优点是变压器原边侧没有环流存在,但是需要两个相同的原边绕组,铜损较大.此外S2、S4为零电流开通,用MOSFET作开关管时存在容性开通损耗.适用于高输入电压的大功率场合.

图18新型的ZVZCS双正激组合变换器

4.4ZVS三电平双正激组合变换器

文献[22]提出了一种新型的ZVS三电平双正激组合变换器,如图19所示.它由两个双正激电路串联构成,经过一个有两个原边绕组的高频变压器实行隔离输出.利用集成在高频变压器中的副边漏感,通过PWM控制实现开关管的ZVS.该变换器的开关管所承受的电压应力为输入直流电压的一半,因此适用于高电压输入场合.文献最后给出了采用全波整流和倍流整流的ZVS三电平双正激组合变换器拓扑.

图19ZVS三电平双正激组合变换器

4.5新型的ZVS双正激组合变换器

文献[23]提出了一种新型的ZVS双正激组合变换器,如图19所示.主电路原边部分由交错并联的双正激组合变换器简化而来,原边只用两个续流二极管,电路结构简单.而且采用变压器的磁集成技术,高频变压器磁芯双向磁化,提高了磁芯的利用率,进一步减小了体积,提高了变换器的功率密度.此外,该变换器还具有如下一些特点:

(1)变换器采用开环控制,在接近100%的等效占空比下工作,变换效率高;(2)可以通过变压器漏感(或串联电感)能量实现主开关管的零电压开通,同时降低了副边整流二极管的反向恢复损耗,大大提高了效率;(3)输出滤波电路不含滤波电感,这样由于输出滤波电容的箝位作用,大大减小了副边整流二极管的电压尖峰.该变换器起着隔离和变压的作用,输出电压随输入电压和负载变化,所以适合应用于输入电压变化范围较小的两级或多级系统中.

图20新型的ZVS双正激组合变换器

本文选用这种新型的ZVS双正激组合变换器,作为高压直流输入航空静止变流器DC/DC级拓扑,采用并-串组合方式成功研制了一台4KW的DC/DC变换器(实验电路如图21).

图21变换器实验电路图

实验主要数据为:输入直流电压:Vin=270V;输出直流电压:Vo=360V;D=0.483;变压器磁芯:双EE55B.变压器原副边变比:K=13:11;变压器原边漏感(包括串联电感):Ls1=Ls2=Ls3=Ls4=26uH;开关管(S1~S8):IXTK48N50(Rds(on)=0.10,Cds=620pF);原边续流二极管(D1~D4):DSEI60-06A;副边整流二极管(D5~D8):DSEI60-10A.输出滤波电容:Cf1=Cf2=470uF;开关频率:fs=100kHz.

图22ZVS开关波形(2us/div)

(CH1:S1漏源电压100V/div;

CH2:S1驱动电压20V/div)

图23满载时驱动电压、副边电压、电流波形(2us/div)(CH1:S1驱动电压20V/div;CH2:变压器副边电压250V/div;CH3:变压器副边电流10A/div)

图22是开关管S1的驱动电压和漏源电压的波形,从图中可以看出S1实现了ZVS.图23给出了满载时副边电压和电流的波形.由于输出滤波电容的箝位,副边几乎没有电压尖峰.图24给出了变换器效率和输出功率的关系曲线,满载时效率高达95.51%.

图24效率与输出功率的关系曲线

5.结论

本文对应用无源辅助电路、有源辅助电路和不需附加辅助电路的三类双正激软开关拓扑进行了系统的分析和评价,并选择一种新型的双正激软开关拓扑作为高压直流输入航空静止变流器的DC/DC级拓扑,成功研制了一台4KW的样机,最后给出了实验结果.本文的分析将有助于在不同的应用场合选择最合适的双正激变换器的软开关拓扑.正激变换器中变压器的设计胡宗波，张波(华南理工大学电力学院雅达电源实验室，广东广州510640）

摘

要：详细介绍了高频开关电源中正激变换器变压器的设计方法。按照设计方法，设计出一台高频开关电源变压器，用于输入为48V(36～72V)，输出为2.2V、20A的正激变换器。设计出的变压器在实际电路中表现出良好的电气特性。

关键词：高频开关电源；正激变换器；开关电源变压器1引言

电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～72V)，输出2.2V、20A的正激变换器的高频开关电源变压器。

2正激变换器中变压器的设计方法

正激变换器是最简单的隔离降压式DC/DC变换器，其输出端的LC滤波器非常适合输出大电流，可以有效抑制输出电压纹波。所以，在所有的隔离DC/DC变换器中，正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但是，正激变换器必须进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。正激变换器的复位方式很多，包括第三绕组复位、RCD复位[1,2]、有源箝位复位[3]、LCD无损复位[4,5]以及谐振复位[6]等，其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。本文设计的高频开关电源变压器采用第三绕组复位，拓扑结构如图1所示。

开关电源变压器是高频开关电源的核心元件，其作用有三：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。在开关管的作用下，将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上，经开关电源变压器的电磁转换，输出所需要的电压，将输入功率传递到负载。开关变压器的性能好坏，不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。所以在设计和制作时，对磁芯材料的选择，磁芯与线圈的结构，绕制工艺等都要有周密考虑。开关电源变压器工作于高频状态，分布参数的影响不能忽略，这些分布参数有漏感、分布电容和电流在导线中流动的趋肤效应。一般根据高频开关电源电路设计的要求提出漏感和分布电容限定值，在变压器的线圈结构设计中实现，而趋肤效应影响则作为选择导线规格的条件之一。

2.1变压器设计的基本原则

在给定的设计条件下磁感应强度B和电流密度J是进行变压器设计时必须计算的参数。当电路主拓扑结构、工作频率、磁芯尺寸给出后，变压器的功率P与B和J的乘积成正比，即P∝B·J。

当变压器尺寸一定时，B和J选得高一些，则某一给定的磁芯可以输出更大的功率；反之，为了得到某一给定的输出功率，B和J选得高一些，变压器的尺寸就可以小一些，因而可减小体积，减轻重量。但是，B和J的提高受到电性能各项技术要求的制约。例如，若B过大，激磁电流过大，造成波形畸变严重，会影响电路安全工作并导致输出纹波增加。若J很大，铜损增大，温升将会超过规定值。因此，在确定磁感应强度和电流密度时，应把对电性能要求和经济设计结合起来考虑。

2.2各绕组匝数的计算方法

正激变换器中的变压器的磁芯是单向激磁，要求磁芯有大的脉冲磁感应增量。变压器初级工作时，次级也同时工作。

1)计算次级绕组峰值电流IP2

变压器次级绕组的峰值电流IP2等于高频开关电源的直流输出电流Io，即

式中：D是正激变换器最大占空比。

3)计算初级绕组电压幅值Up1

Up1=Uin－ΔU1（3）

式中：Uin是变压器输入直流电压（V）；

ΔU1是变压器初级绕组电阻压降和开关管导通压降之和（V）。

4）计算次级绕组电压幅值

式中：Uo是变压器次级负载直流电压（V）；

ΔU2是变压器次级绕组电阻压降和整流管压降之和（V）。

5)计算初级电流有效值I1

忽略励磁电流等影响因素，初级电流有效值I1按单向脉冲方波的波形来计算：

6)计算去磁绕组电流有效值IH

去磁绕组电流约与磁化电流相同，约为初级电流有效值的5％～10％，即

8)确定磁芯尺寸[7]

首先确定铜耗因子Z，Z的表达式为

式中：τ是环境温度（℃）；

Δτ是变压器温升（℃）。

然后计算脉冲磁感应增量ΔBm，

ΔBm=KB·Bm（10）

式中：KB是磁感应强度系数；

Bm是磁芯材料最大工作磁感应强度（T）。

对于R2K铁氧体磁芯，最大工作磁感应强度是0.3T。磁感应强度系数KB可以从图2所示的磁感应强度系数曲线图得出，它取决于输出功率P2（W），工作频率f（kHz）和变压器平均温升Δτ（℃）。

变压器所需磁芯结构常数Y由下式确定

式中：Y是变压器所需磁芯结构常数（cm5）；

q是单位散热表面功耗（W/cm2），q可以从温升和q值关系曲线中得出，如果环境温度为25℃，变压器温升为50℃，对应的q值为0.06。

计算出Y之后，选择磁芯结构常数Yc≥Y的磁芯，然后从磁芯生产厂商提供的资料中查出变压器散热表面积St(cm2)，等效截面积Ae(cm2)等磁芯参数，或者自行设计满足结构常数的磁芯。

9)计算初级绕组匝数（N1）[7]

式中：Upi是次级各绕组输出电压幅值（V）。

11)计算去磁绕组匝数

对于采用第三绕组复位的正激变换器，复位绕组的匝数越多，最大占空比越小，开关管的电压应力越低，但是最大占空比越小，变压器的利用率越低。故需综合考虑最大占空比和开关管的电压应力，一般选择去磁绕组匝数（NH）和初级绕组匝数相同，即

NH=N1（14）

需要注意的是，应该确保初级绕组和去磁绕组紧密耦合。

2.3确定导线规格

1)计算变压器铜耗Pm

根据变压器平均温升确定变压器总损耗，减去磁芯损耗即得出铜耗，再根据铜耗来计算电流密度。计算铜耗应该在磁芯规格确定之后进行。

式中：St是变压器表面积（cm2）；

Pb是在工作磁感应强度和频率下单位质量的磁芯损耗（W/kg）；

Gc是磁芯质量（kg）。

在实际计算中，铜耗可以按总损耗的一半处理。

2)计算铜线质量Gm

式中：lm是线圈平均匝长（cm）；

SW是磁芯窗口面积（cm2）；

Km是铜线窗口占空系数，定义为绕组净可绕线空间与导线截面积之比。