整流电路电力电子

《电力电子技术》电子教案第2章整流电路(Rectifier)PowerElectronicsTechnology《电力电子学－电力电子变换和控制技术》，陈坚，高等教育出版社，2002.1JaiP.Agrawal《PowerElectronicsSystems-TheoryandDesign》，方承远编，机械工业出版社，2001.8

引言整流电路：出现最早的电力电子电路，将交流电变为直流电按组成的器件可分为不可控、半控、全控三种按电路结构可分为桥式电路和零式电路按交流输入相数分为单相电路和多相电路按变压器二次侧电流的方向是单向或双向，又分为单拍电路和双拍电路本章内容：

可控整流电路：工作原理（波形分析）、基本数量关系、负载性质的影响

变压器漏抗对整流电路的影响

电容滤波的二极管整流电路(X)

整流电路的谐波和功率因数分析

大功率场合的整流电路(X)

相位控制电路的驱动控制知识点回顾：L、C是储能元件，L上电流不能突变，C上电压不能突变。分析方法：将电力电子器件理想化，当器件导通时，阻抗为0；当器件断开时，阻抗为无穷大。通过器件的理想化，将电路简化为分段线性电路，分段进行分析计算。对单相半波电路的分析可基于上述方法进行：当VT处于断态时，相当于电路在VT处断开，id=0。当VT处于通态时，相当于VT短路计算公式：1、平均电流计算公式2、电流有效值计算公式3.1单相可控整流电路交流侧接单相电源重点注意：工作原理（波形分析）、定量计算、不同负载的影响。3.1.1单相半波可控整流电路SinglePhaseHalfWaveControlledRectifier1.带电阻负载的工作情况变压器T起变换电压和隔离的作用电阻负载的特点：电压与电流成正比，两者波形相同3.1.1单相半波可控整流电路几个概念的解释：ud为脉动直流，波形只在u2正半周内出现，故称“半波”整流

采用了可控器件晶闸管，且交流输入为单相，故该电路为单相半波可控整流电路

ud波形在一个电源周期中只脉动1次，故该电路为单脉波整流电路几个重要的基本概念：触发延迟角：从晶闸管开始承受正向阳极电压起到施加触发脉冲止的电角度,用a表示,也称触发角或控制角导通角：晶闸管在一个电源周期中处于通态的电角度称为导通角，用θ表示:θ=-a直流输出电压平均值

VT的a移相范围为0--180这种通过控制触发脉冲的相位来控制直流输出电压大小的方式称为相位控制方式，简称相控方式基本数量关系阻感负载的特点：电感对电流变化有抗拒作用，使得流过电感的电流不能发生突变电力电子电路的一种基本分析方法通过器件的理想化，将电路简化为分段线性电路，分段进行分析计算对单相半波电路的分析可基于上述方法进行：当VT处于断态时，相当于电路在VT处断开，id=0。当VT处于通态时，相当于VT短路

图2-2带阻感负载的单相半波电路及其波形2.带阻感负载的工作情况图2-3单相半波可控整流电路的分段线性等效电路

a)VT处于关断状态

b)VT处于导通状态（2-3）（2-2）（2-4）VT处于通态时：初始条件：ωt=

a

，id=0。求解式（2-2）并将初始条件代入可得其中当ωt=θ+a

时，id=0，代入式（2-3）并整理得负载阻抗角j、触发角a、晶闸管导通角的关系若j为定值，a越大，在u2正半周L储能越少，维持导电的能力就越弱，θ越小若a为定值，j越大，则L贮能越多，θ越大；且j

越大，在u2负半周L维持晶闸管导通的时间就越接近晶闸管在u2正半周导通的时间，ud中负的部分越接近正的部分，平均值Ud越接近零，输出的直流电流平均值也越小。超越方程，用迭代法求解当u2过零变负时，VDR导通，ud为零。此时为负的u2通过VDR向VT施加反压使其关断，L储存的能量保证了电流id在L-R-VDR回路中流通，此过程通常称为续流。续流期间ud为0，ud中不再出现负的部分图2-4单相半波带阻感负载有续流二极管的电路及波形为避免Ud太小，在整流电路的负载两端并联续流二极管若近似认为id为一条水平线，恒为Id，则有VTVDR数量关系直流输出电压平均值简单，但输出脉动大，变压器二次侧电流中含直流分量，造成变压器铁芯直流磁化实际上很少应用此种电路分析该电路的主要目的在于利用其简单易学的特点，建立起整流电路的基本概念单相半波可控整流电路的特点3.1.2单相桥式全控整流电路VT1和VT4组成一对桥臂，在u2正半周承受电压u2，得到触发脉冲即导通，当u2过零时关断VT2和VT3组成另一对桥臂，在u2正半周承受电压-u2，得到触发脉冲即导通，当u2过零时关断图2-5单相全控桥式带电阻负载时的电路及波形1.带电阻负载的工作情况双脉波整流电路变压器无磁化现象数量关系a角的移相范围为180。不考虑变压器的损耗时，要求变压器的容量为S=U2I2。为便于讨论，假设电路已工作于稳态，id的平均值不变。假设负载电感很大，负载电流id连续且波形近似为一水平线

u2过零变负时，由于电感的作用晶闸管VT1和VT4中仍流过电流id，并不关断至ωt=π+a时刻，给VT2和VT3加触发脉冲，因VT2和VT3本已承受正电压，故两管导通图2-6单相全控桥带阻感负载时的电路及波形2.带阻感负载的工作情况VT2和VT3导通后,u2通过VT2和VT3分别向VT1和VT4施加反压使VT1和VT4关断，流过VT1和VT4的电流迅速转移到VT2和VT3上，此过程称换相，亦称换流晶闸管移相范围为90。晶闸管承受的最大正反向电压均为晶闸管导通角θ与a无关，均为180变压器二次侧电流i2的波形为正负各180的矩形波，其相位由a角决定，有效值I2=Id。3.带反电动势负载时的工作情况

在|u2|>E时，才有晶闸管承受正电压，有导通的可能导通之后，ud=u2，，直至|u2|=E，id即降至0使得晶闸管关断，此后ud=E与电阻负载时相比，晶闸管提前了电角度δ停止导电，δ称为停止导电角。（2-16）在a角相同时，整流输出电压比电阻负载时大。图2-7单相桥式全控整流电路接反电动势—电阻负载时的电路及波形如图2-7b所示id波形在一周期内有部分时间为0的情况，称为电流断续。与此对应，若id波形不出现为0的点的情况，称为电流连续。当时，触发脉冲到来时，晶闸管承受负电压，不可能导通。为了使晶闸管可靠导通，要求触发脉冲有足够的宽度，保证当wt=d时刻晶闸管开始承受正电压时，触发脉冲仍然存在。这样，相当于触发角被推迟为d。负载为直流电动机时，如果出现电流断续则电动机的机械特性将很软为了克服此缺点，一般在主电路中直流输出侧串联一个平波电抗器，用来减少电流的脉动和延长晶闸管导通的时间这时整流电压ud的波形和负载电流id的波形与电感负载电流连续时的波形相同，ud的计算公式亦一样为保证电流连续所需的电感量L可由下式求出（2-17）3.1.3单相全波可控整流电路单相全波与单相全控桥从直流输出端或从交流输入端看均是基本一致的两者的区别（1）单相全波中变压器结构较复杂，绕组及铁芯对铜、铁等材料的消耗多（2）单相全波只用2个晶闸管，比单相全控桥少2个，相应地，门极驱动电路也少2个；但是晶闸管承受的最大电压为U2，是单相全控桥的2倍（3）单相全波导电回路只含1个晶闸管，比单相桥少1个，因而管压降也少1个图2-9单相全波可控整流电路及波形=90°023/2/2UVT1ud3.1.4单相桥式半控整流电路单相全控桥中，每个导电回路中有2个晶闸管，为了对每个导电回路进行控制，只需1个晶闸管就可以了，另1个晶闸管可以用二极管代替，从而简化整个电路。如此即成为单相桥式半控整流电路（先不考虑VDR）。单相半控桥带阻感负载的情况工作原理:

续流二极管的作用若无续流二极管，则当a突然增大至180或触发脉冲丢失时，会发生一个晶闸管持续导通而两个二极管轮流导通的情况，这使ud成为正弦半波，即半周期ud为正弦，另外半周期ud为零，其平均值保持恒定，称为失控有续流二极管VDR时，续流过程由VDR完成，晶闸管关断，避免了某一个晶闸管持续导通从而导致失控的现象。同时，续流期间导电回路中只有一个管压降，有利于降低损耗单相桥式半控整流电路的另一种接法相当于把图2-4a中的VT3和VT4换为二极管VD3和VD4，这样可以省去续流二极管VDR，续流由VD3和VD4来实现失控??3.2三相可控整流电路

1.电阻负载电路的特点：变压器二次侧接成星形得到零线，而一次侧接成三角形避免3次谐波流入电网三个晶闸管分别接入a、b、c三相电源，其阴极连接在一起——共阴极接法负载容量较大，或要求直流电压脉动较小、易滤波时用基本的是三相半波可控整流电路，三相桥式全控整流电路应用最广3.2.1三相半波可控整流电路abcabcbcababcacabacbcbacacbabac3.2.1三相半波可控整流电路假设将电路中的晶闸管换作二极管，成为三相半波不可控整流电路.此时，相电压最大的一个所对应的二极管导通，并使另两相的二极管承受反压关断，输出整流电压即为该相的相电压在wt1~wt2期间，VD1导通，ud=ua

在wt2~wt3期间，VD2导通，ud=ub

在wt3~wt4期间，VD3导通，ud=uc二极管换相时刻为自然换相点，是各相晶闸管能触发导通的最早时刻，将其作为计算各晶闸管触发角a的起点，即a=0.a=0时的工作原理分析变压器二次侧a相绕组和晶闸管VT1的电流波形，变压器二次绕组电流有直流分量晶闸管的电压波形，由3段组成：第1段，VT1导通期间，为一管压降，可近似为uT1=0第2段，在VT1关断后，VT2导通期间，uT1=ua-ub=uab，为一段线电压第3段，在VT3导通期间，uT1=ua-uc=uac为另一段线电压图2-13三相半波可控整流电路电阻负载，a=30时的波形

a=30时的波形负载电流处于连续和断续之间的临界状态

a>30的情况特点：负载电流断续，晶闸管导通角小于120

图2-14三相半波可控整流电路，电阻负载，a=60时的波形

电阻负载时a角的移相范围为150a=60数量关系整流电压平均值的计算（1）a≤30时，负载电流连续当a=0时，Ud最大，为（2）a>30时，负载电流断续，晶闸管导通角减小，此时有：负载电流平均值为晶闸管承受的最大反向电压，晶闸管承受的最大正向电压2.阻感负载特点：阻感负载，L值很大，id波形基本平直a≤30时：整流电压波形与电阻负载时相同a>30时（如a=60时的波形如图2-16所示）u2过零时，VT1不关断，直到VT2的脉冲到来，才换流，由VT2导通向负载供电，同时向VT1施加反压使其关断——ud波形中出现负的部分阻感负载时的移相范围为90a=60时的波形数量关系变压器二次电流即晶闸管电流的有效值为晶闸管的额定电流为晶闸管最大正反向电压峰值均为变压器二次线电压峰值图2-16中id波形有一定的脉动，但为简化分析及定量计算，可将id近似为一条水平线三相半波的主要缺点在于其变压器二次电流中含有直流分量，为此其应用较少图2-16三相半波可控整流电路，阻感负载时的电路及a=60时的波形3.2.2三相桥式全控整流电路应用最为广泛共阴极组—阴极连接在一起的3个晶闸管（VT1，VT3，VT5）共阳极组—阳极连接在一起的3个晶闸管（VT4，VT6，VT2）编号： 1、3、5 4、6、2图2-17三相桥式全控整流电路原理图1.带电阻负载时的工作情况a=0时的情况假设将电路中的晶闸管换作二极管进行分析对于共阴极阻的3个晶闸管，阳极所接交流电压值最大的一个导通对于共阳极组的3个晶闸管，阴极所接交流电压值最低（或者说负得最多）的导通任意时刻共阳极组和共阴极组中各有1个晶闸管处于导通状态图2-18三相桥式全控整流电路带电阻负载a=0时的波形

直接从线电压波形看，

ud为线电压中最大的一个，因此ud波形为线电压的包络线从相电压波形看，共阴极组晶闸管导通时，ud1为相电压的正包络线，共阳极组导通时，ud2为相电压的负包络线，ud=ud1-ud2是两者的差值，为线电压在正半周的包络线表2-1三相桥式全控整流电路电阻负载a=0时晶闸管工作情况时段IIIIIIIVVVI共阴极组中导通的晶闸管VT1VT1VT3VT3VT5VT5共阳极组中导通的晶闸管VT6VT2VT2VT4VT4VT6整流输出电压udua-ub=uabua-uc=ucub-uc=ubcub-ua=ubauc-ua=ucauc-ub=ucb(1)2管同时通形成供电回路，其中共阴极组和共阳极组各1，且不能为同1相器件(2)对触发脉冲的要求：按VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6的顺序，相位依次差60共阴极组VT1、VT3、VT5的脉冲依次差120，共阳极组VT4、VT6、VT2也依次差120同一相的上下两个桥臂，脉冲相差180(3)ud一周期脉动6次，故该电路为6脉波整流电路(4)需保证同时导通的2个晶闸管均有脉冲可采用两种方法：一种是宽脉冲触发另一种是双脉冲触发（常用）(5)晶闸管承受的电压波形与三相半波时相同，晶闸管承受最大正、反向电压的关系也相同

三相桥式全控整流电路的特点a=30时的工作情况

a=60时工作情况a=90时电阻负载情况下的工作波形小结当a≤60时，ud波形均连续，对于电阻负载，id波形与ud波形形状一样，也连续当a>60时，ud波形每60中有一段为零，ud波形不能出现负值带电阻负载时三相桥式全控整流电路a角的移相范围是120a≤60时ud波形连续，工作情况与带电阻负载时十分相似，各晶闸管的通断情况、输出整流电压ud波形、晶闸管承受的电压波形等都一样区别在于：由于负载不同，同样的整流输出电压加到负载上，得到的负载电流id波形不同。阻感负载时，由于电感的作用，使得负载电流波形变得平直，当电感足够大的时候，负载电流的波形可近似为一条水平线。2．阻感负载时的工作情况图2-22三相桥式全控整流电路带阻感负载a=0时的波形

a=0图2-23三相桥式全控整流电路带阻感负载a=30时的波形a=30a>60时阻感负载时的工作情况与电阻负载时不同，电阻负载时ud波形不会出现负的部分，而阻感负载时，由于电感L的作用，ud波形会出现负的部分带阻感负载时，三相桥式全控整流电路的a角移相范围为90

图2-24三相桥式整流电路带阻感负载，a=90时的波形

a=903．定量分析当整流输出电压连续时（即带阻感负载时，或带电阻负载a≤60时）的平均值为：带电阻负载且a>60时，整流电压平均值为输出电流平均值为：Id=Ud/R当整流变压器为图2-17中所示采用星形接法，带阻感负载时，变压器二次侧电流波形如图2-23中所示，为正负半周各宽120、前沿相差180的矩形波，其有效值为：晶闸管电压、电流等的定量分析与三相半波时一致。三相桥式全控整流电路接反电势阻感负载时，在负载电感足够大足以使负载电流连续的情况下，电路工作情况与电感性负载时相似，电路中各处电压、电流波形均相同，仅在计算Id时有所不同，接反电势阻感负载时的Id为：式中R和E分别为负载中的电阻值和反电动势的值。3.3变压器漏感对整流电路的影响考虑包括变压器漏感在内的交流侧电感的影响，该漏感可用一个集中的电感LB表示以三相半波为例，然后将结论推广VT1换相至VT2的过程：因a、b两相均有漏感，故ia、ib均不能突变，于是VT1和VT2同时导通，相当于将a、b两相短路，在两相组成的回路中产生环流ik。ik=ib是逐渐增大的，而ia=Id-ik是逐渐减小的。当ik增大到等于Id时，ia=0，VT1关断,换流过程结束。图2-25考虑变压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形换相重叠角——换相过程持续的时间，用电角度g表示换相过程中，整流电压ud为同时导通的两个晶闸管所对应的两个相电压的平均值换相压降——与不考虑漏感时相比，ud平均值降低的多少换相重叠角g的计算由上式得进而得出：当时,g随其它参数变化的规律：（1）Id越大则g越大；（2）XB越大g越大；（3）当a≤90时，越小g越大。电路形式单相全波单相全控桥三相半波三相全控桥m脉波整流电路①②表2-2各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算变压器漏抗对各种整流电路的影响注：①单相全控桥电路中，环流ik是从-Id变为Id。本表所列通用公式不适用；

②三相桥等效为相电压等于的6脉波整流电路，故其m=6，相电压按代入。变压器漏感对整流电路影响的一些结论（1）出现换相重叠角g，整流输出电压平均值Ud降低。（2）

整流电路的工作状态增多（3）

晶闸管的di/dt减小，有利于晶闸管的安全开通。有时人为串入进线电抗器以抑制晶闸管的di/dt。（4）

换相时晶闸管电压出现缺口，产生正的du/dt，可能使晶闸管误导通，为此必须加吸收电路。（5）

换相使电网电压出现缺口，成为干扰源。

许多电力电子装置要消耗无功功率，会对公用电网带来不利影响：电力电子装置还会产生谐波，对公用电网产生危害，包括：许多国家都发布了限制电网谐波的国家标准，或由权威机构制定限制谐波的规定。国家标准（GB/T14549-93）《电能质量

公用电网谐波》从1994年3月1日起开始实施。3.5整流电路的谐波和功率因数3.5.1谐波和无功功率分析基础1.谐波满足狄里赫利条件，可分解为傅里叶级数基波（fundamental）——在傅里叶级数中，频率与工频相同的分量谐波——频率为基波频率大于1整数倍的分量谐波次数——谐波频率和基波频率的整数比n次谐波电流含有率以HRIn（HarmonicRatioforIn）表示电流谐波总畸变率THDi（TotalHarmonicdistortion）定义为Ih总谐波电流有效值2.功率因数正弦电路中的情况:电路的有功功率就是其平均功率：视在功率为电压、电流有效值的乘积，即S=UI无功功率定义为：

Q=UI

sinj功率因数l定义为有功功率P和视在功率S的比值：此时无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间有如下关系：功率因数是由电压和电流的相位差j决定的：l=cos

j非正弦电路中的情况有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同公用电网中，通常电压的波形畸变很小，而电流波形的畸变可能很大。因此，不考虑电压畸变，研究电压波形为正弦波、电流波形为非正弦波的情况有很大的实际意义。设正弦波电压有效值为U，畸变电流有效值为I，基波电流有效值及与电压的相位差分别为I1和j1。这时有功功率为：P=UI1

cosj1功率因数为：非正弦电路的无功功率定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义一种简单的定义是仿照式（

）给出的：

这样定义的无功功率Q反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受，但该定义对无功功率的描述很粗糙。

基波因数——n=I1/I，即基波电流有效值和总电流有效值之比位移因数（基波功率因数）——cosj1也可仿照式（Q=UI

sinj）定义无功功率，采用符号Qf，忽略电压中的谐波时有：Qf=UI1

sinj

1

在非正弦情况下，，因此引入畸变功率D，使得：

比较可得：

忽略电压谐波时

这种情况下，Qf为由基波电流所产生的无功功率，D是谐波电流产生的无功功率。3.5.2带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析1.单相桥式全控整流电路忽略换相过程和电流脉动，带阻感负载，直流电感L为足够大变压器二次侧电流谐波分析：n=1,3,5,…电流中仅含奇次谐波各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数功率因数计算基波电流有效值为i2的有效值I=Id基波因数为电流基波与电压的相位差就等于控制角，故位移因数为所以，功率因数为2.三相桥式全控整流电路阻感负载，忽略换相过程和电流脉动，直流电感L为足够大以

=30为例，交流侧电压和电流波形如图2-20中的ua和ia波形所示。此时，电流为正负半周各120的方波，其有效值与直流电流的关系为变压器二次侧电流谐波分析：电流基波和各次谐波有效值分别为电流中仅含6k1(k为正整数)次谐波各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数功率因数计算基波因数为电流基波与电压的相位差仍为，故位移因数仍为功率因数为3.5.4整流输出电压和电流的谐波分析整流电路的输出电压中主要成分为直流，同时包含各种频率的谐波，这些谐波对于负载的工作是不利的

=0时，m脉波整流电路的整流电压和整流电流的谐波分析将纵坐标选在整流电压的峰值处，则在-p/m~p/m区间，整流电压的表达式为：式中，k=1，2，3…；且：对该整流输出电压进行傅里叶级数分解，得出：为了描述整流电压ud0中所含谐波的总体情况，定义电压纹波因数为ud0中谐波分量有效值UR与整流电压平均值Ud0之比：其中U为整流电压有效值m23612∞gu（%）48.218.274.180.9940表2-3给出了不同脉波数m时的电压纹波因数值负载电流的傅里叶级数可由整流电压的傅里叶级数求得：当负载为R、L和反电动势E串联时，上式中：n次谐波电流的幅值dn为：n次谐波电流的滞后角为：

=0时整流电压、电流中的谐波有如下规律：（1）m脉波整流电压ud0的谐波次数为mk（k=1，2，3...）次，即m的倍数次；整流电流的谐波由整流电压的谐波决定，也为mk次；（2）当m一定时，随谐波次数增大，谐波幅值迅速减小，表明最低次（m次）谐波是最主要的，其它次数的谐波相对较少；当负载中有电感时，负载电流谐波幅值dn的减小更为迅速；（3）m增加时，最低次谐波次数增大，且幅值迅速减小，电压纹波因数迅速下降。

不为0时的情况：m波整流电压谐波的一般表达式十分复杂，下面给出三相桥式整流电路的结果，说明谐波电压与

角的关系以n为参变量，n次谐波幅值（取标幺值）对

的关系如右图所示当

从0~90变化时，ud的谐波幅值随

增大而增大

=90时谐波幅值最大

从90~180之间电路工作于有源逆变工作状态，ud的谐波幅值随

增大而减小3.6大功率可控整流电路3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路绕组的极性相反的目的：消除直流磁通势如图可知，虽然两组相电流的瞬时值不同，但是平均电流相等而绕组的极性相反，所以直流安匝互相抵消。图2-36

双反星形电路，=0时两组整流电压、电流波形twwtud1uaubuciaud2ia'uc'ua'ub'uc'OwtOOwtOId12Id16Id12Id163.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路接平衡电抗器的原因：当电压平均值和瞬时值均相等时，才能使负载均流。两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等。两个星形的中点n1和n2间的电压等于ud1和ud2之差。该电压加在Lp上，产生电流ip，它通过两组星形自成回路，不流到负载中去，称为环流或平衡电流。为了使两组电流尽可能平均分配，一般使Lp值足够大，以便限制环流在负载额定电流的1%～2%以内。3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为六相半波整流电路：只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通角为60o，平均电流为Id/6。当α=0o

时，Ud为1.35U2，比三相半波时的1.17U2略大些。因晶闸管导电时间短，变压器利用率低，极少采用。平衡电抗器的作用：使得两组三相半波整流电路同时导电。对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路原理的关键。3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路平衡电抗器使得两组三相半波整流电路同时导电的原理分析：图2-37

平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形图2-38

平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况平衡电抗器Lp承担了n1、n2间的电位差，它补偿了ub′和ua的电动势差，使得ub′和ua两相的晶闸管能同时导电。（2-97）（2-98）

时，ub′>ua，VT6导通，此电流在流经LP时，LP上要感应一电动势up，其方向是要阻止电流增大。可导出Lp两端电压、整流输出电压的数学表达式如下：upud1,ud2OO60°360°t1ttb)a)uaubucuc'ua'ub'ub'3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路原理分析(续)：图2-37

平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形图2-38

平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况虽然，但由于Lp的平衡作用，使得晶闸管VT6和VT1同时导通。

时间推迟至ub′与ua的交点时，ub′=ua

，。之后ub′<ua

，则流经ub′相的电流要减小，但Lp有阻止此电流减小的作用，up的极性反向，Lp仍起平衡的作用，使VT6继续导电。

直到uc′>ub′

，电流才从VT6换至VT2。此时VT1、VT2同时导电。每一组中的每一个晶闸管仍按三相半波的导电规律而各轮流导电。upud1,ud2OO60°360°t1ttb)a)uaubucuc'ua'ub'ub'3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路由上述分析以可得：图2-37

平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电压瞬时值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值。波形如图2-37a。（2-98）谐波分析分析详见P75-P76。ud中的谐波分量比直流分量要小得多，且最低次谐波为六次谐波。直流平均电压为：u,uupd1d2OO60°360°t1ttb)a)uaubucuc'ua'ub'ub'3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路

=30、

=60和

=90时输出电压的波形分析图2-39当

=30、60、90时，双反星形电路的输出电压波形

分析输出波形时，可先求出ud1和ud2波形，然后根据式（2-98）做出波形(ud1+ud2)/2。输出电压波形与三相半波电路比较，脉动程度减小了，脉动频率加大一倍，f=300Hz。电感负载情况下，移相范围是90。电阻负载情况下，移相范围为120。。90=a。60=a。30=audududwtOwtOwtOuaubucuc'ua'ub'ubucuc'ua'ub'ubucuc'ua'ub'3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为:Ud=1.17U2cos

将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出以下结论：三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相半波并联，且后者需用平衡电抗器。当U2相等时，双反星形的Ud是三相桥的1/2，而Id是单相桥的2倍。两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样，ud和id的波形形状一样。3.6.2多重化整流电路概述：整流装置功率进一步加大时，所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路。原理：按照一定的规律将两个或更多的相同结构的整流电路进行组合得到。目标：

移项多重联结减少交流侧输入电流谐波，串联多重整流电路采用顺序控制可提高功率因数。3.6.2多重化整流电路1)移相多重联结图2-40

并联多重联结的12脉波整流电路有并联多重联结和串联多重联结。可减少输入电流谐波，减小输出电压中的谐波并提高纹波频率，因而可减小平波电抗器。使用平衡电抗器来平衡2组整流器的电流。2个三相桥并联而成的12脉波整流电路。3.6.2多重化整流电路移相30构成的串联2重联结电路图2-41

移相30串联2重联结电路图2-42

移相30串联2重联结电路电流波形整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差30、大小相等的两组电压。该电路为12脉波整流电路。星形三角形0a)b)c)d)ia1Id180°360°ia2iab2'iAIdiab2wtwtwtwt000Id2333Id33IdId323(1+

)Id323(1+)Id33Id133.6.2多重化整流电路iA基波幅值Im1和n次谐波幅值Imn分别如下：（2-103）（2-104）即输入电流谐波次数为12k±1，其幅值与次数成反比而降低。该电路的其他特性如下：直流输出电压位移因数cosj1=cosa（单桥时相同）功率因数l=ncosj1

=0.9886cosa3.6.2多重化整流电路利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开20，可将三组桥构成串联3重联结电路：整流变压器采用星形三角形组合无法移相20，需采用曲折接法。整流电压ud在每个电源周期内脉动18次，故此电路为18脉波整流电路。交流侧输入电流谐波更少，为18k±1次（k=1,2,3…），ud的脉动也更小。输入位移因数和功率因数分别为：cosj1=cosa=0.9949cosa3.6.2多重化整流电路将整流变压器的二次绕组移相15，可构成串联4重联结电路：

为24脉波整流电路。其交流侧输入电流谐波次为24k±1，k=1，2，3…。输入位移因数功率因数分别为：cosj1=cosa=0.9971cosa采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高功率因数。3.6.2多重化整流电路2)多重联结电路的顺序控制只对一个桥的角进行控制，其余各桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定。

或者不工作而使该桥输出直流电压为零。或者=0而使该桥输出电压最大。根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺序依次对各桥进行控制，因而被称为顺序控制。不能降低输入电流谐波，但是总功率因数可以提高。我国电气机车的整流器大多为这种方式。2.6.2多重化整流电路

3重晶闸管整流桥顺序控制图2-43

单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形控制过程可详见教材P78。从电流i的波形可以看出，虽然波形并为改善，但其基波分量比电压的滞后少，因而位移因数高，从而提高了总的功率因数。a)db)c)iId2IduOap+a3.7整流电路的有源逆变工作状态2.7.1逆变的概念1.什么是逆变？为什么要逆变？逆变（invertion）—把直流电转变成交流电，整流的逆过程例：电力机车下坡行驶,卷扬机下降过程等逆变电路—把直流电逆变成交流电的电路有源逆变电路——交流侧和电网连结应用：直流可逆调速系统、交流绕线转子异步电动机串级调速以及高压直流输电等对于可控整流电路，满足一定条件就可工作于有源逆变。既工作在整流状态又工作在逆变状态，称为变流电路无源逆变——变流电路的交流侧不与电网联接，而直接接到负载图2-44b回馈制动状态，M作发电运转，此时，EM>EG，电流反向，从M流向G故M输出电功率，G则吸收电功率，M轴上输入的机械能转变为电能反送给G图2-44c两电动势顺向串联，向电阻R

供电，G和M均输出功率，由于R一般都很小，实际上形成短路，在工作中必须严防这类事故发生2.直流发电机—电动机系统电能的流转图2-44aM电动运转,EG>EM,电流Id从G流向M，M吸收电功率3.逆变产生的条件单相全波电路代替上述发电机M电动运行，全波电路工作在整流状态,

在0~/2间，Ud为正值,并且Ud>EM，才能输出Id

交流电网输出电功率电动机则输入电功率M回馈制动，由于晶闸管的单向导电性，Id方向不变，欲改变电能的输送方向，只能改变EM极性。为了防止两电动势顺向串联，Ud极性也必须反过来，即Ud应为负值，且|EM

|>|Ud|，才能把电能从直流侧送到交流侧,实现逆变电能的流向与整流时相反,M输出电功率,电网吸收电功率Ud可通过改变来进行调节，逆变状态时Ud为负值，逆变时在/2~间半控桥或有续流二极管的电路，因其整流电压ud不能出现负值，也不允许直流侧出现负极性的电动势，故不能实现有源逆变。欲实现有源逆变，只能采用全控电路。产生逆变的条件有二（1）有直流电动势，其极性和晶闸管导通方向一致，其值大于变流器直流侧平均电压（2）晶闸管的控制角

>/2，使Ud为负值3.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态逆变和整流的区别：控制角不同0<<p

/2时，电路工作在整流状态p

/2<

<

p时，电路工作在逆变状态可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数计算等问题把a>p/2时的控制角用p-a=b表示，b称为逆变角而逆变角b和控制角a的计量方向相反，其大小自b=0的起始点向左方计量三相桥式电路工作于有源逆变状态时波形如图2-46所示有源逆变状态时各电量的计算：Ud=-2.34U2cosb=

-1.35U2Lcosb直流电压:输出直流电流:从交流电源送到直流侧负载的有功功率为

Pd=RId2+EMId晶闸管的电流:有效值为:平均值:变压器二次侧线电流的有效值:3.7.3逆变失败与最小逆变角的限制（1）触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，致使晶闸管不能正常换相（2）晶闸管发生故障，该断时不断，或该通时不通（3）交流电源缺相或突然消失.（4）换相的裕量角不足,引起换相失败逆变失败（逆变颠覆）——逆变时，一旦换相失败，外接直流电源就会通过晶闸管电路短路，或使变流器的输出平均电压和直流电动势变成顺向串联，形成很大短路电流

1.逆变失败的原因

换相重叠角的影响当b>g时，换相结束时，晶闸管能承受反压而关断。如果b<g时，该通的晶闸管（VT2）会关断，而应关断的晶闸管（VT1)不能关断，最终导致逆变失败。2.确定最小逆变角bmin的依据逆变时允许采用的最小逆变角b应等于bmin=d+g+q′为对重叠角的范围有所了解，举例如下：某装置整流电压为220V，整流电流800A，整流变压器容量为240kV。A，短路电压比Uk%为5%的三相线路，其的值约15~20。晶闸管的关断时间tq折合的电角度，tq大的可达200~300ms，折算到电角度约4~5换相重叠角，随直流平均电流和换相电抗的增加而增大安全裕量角。主要针对脉冲不对称程度（一般可达5）。值约取为10最小角一般取30--353.8相控电路的驱动控制相控电路：晶闸管可控整流电路，通过控制触发角a的大小即控制触发脉冲起始相位来控制输出电压大小采用晶闸管相控方式时的交流交流电力变换电路和交交变频电路（第4章）相控电路的驱动控制为保证相控电路的正常工作，很重要的一点是应保证按触发角a的大小在正确的时刻向电路中的晶闸管施加有效的触发脉冲。对于相控电路这样使用晶闸管的场合，也习惯称为触发控制，相应的电路习惯称为触发电路本节主要内容大、中功率的变流器对触发电路的精度要求较高，对输出的触发功率要求较大，故广泛应用的是晶体管触发电路，其中以同步信号为锯齿波的触发电路应用最多在第1章已简单介绍了触发电路应满足的要求、晶闸管触发脉冲的放大等内容，较为孤立。本节主要介绍触发脉冲与晶闸管所处电路相结合3.8.1同步信号为锯齿波的触发电路输出可为双窄脉冲（适用于有两个晶闸管同时导通的电路），也可为单窄脉冲三个基本环节：脉冲的形成与放大、锯齿波的形成和脉冲移相、同步环节。此外，还有强触发和双窄脉冲形成环节1．脉冲形成环节V4、V5——脉冲形成V7、V8——脉冲放大控制电压uco加在V4基极上。uco对脉冲的控制作用及脉冲形成：uco=0时，V4截止。V5饱和导通。V7、V8处于截止状态，无脉冲输出。电容C3充电，充满后电容两端电压接近2E1(30V)Uco=0.7V时，V4导通，A点电位由+E1(+15V)1.0V左右，V5基极电位约-2E1(-30V)，V5立即截止。V5集电极电压由-E1(-15V)+2.1V，V7、V8导通，输出触发脉冲。电容C3放电和反向充电，使V5基极电位，直到ub5>-E1(-15V)，V5又重新导通。使V7、V8截止，输出脉冲终止。脉冲前沿由V4导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时间常数R11C3有关电路的触发脉冲由脉冲变压器TP二次侧输出，其一次绕组接在V5集电极电路中2.锯齿波的形成和脉冲移相环节电路组成锯齿波电压形成的方案较多，如采用自举式电路、恒流源电路等恒流源电路方案由V1、V2、V3和C2等元件组成V1、VS、RP2和R3为一恒流源电路

工作原理V2截止时，恒流源电流I1c对电容C2充电，调节RP2，即改变C2的恒定充电电流I1c，可见RP2是用来调节锯齿波斜率的。V2导通时，因R4很小故C2迅速放电，ub3电位迅速降到零伏附近V2周期性地通断，ub3便形成一锯齿波，同样ue3也是一个锯齿波射极跟随器V3的作用是减小控制回路电流对锯齿波电压ub3的影响V4基极电位由锯齿波电压、控制电压uco、直流偏移电压up三者作用的叠加所定如果uco=0，up为负值时，b4点的波形由uh+确定当uco为正值时，b4点的波形由uh++确定M点是V4由截止到导通的转折点，也就是脉冲的前沿加up的目的是为了确定控制电压uco=0时脉冲的初始相位

三相全控桥时的情况:接感性负载电流连续时，脉冲初始相位应定在=90；如果是可逆系统，需要在整流和逆变状态下工作，要求脉冲的移相范围理论上为180（由于考虑min和bmin，实际一般为120），由于锯齿波波形两端的非线性，因而要求锯齿波的宽度大于180，例如240，此时，令uco=0，调节up的大小使产生脉冲的M点移至锯齿波240的中央（120处），相应于=90的位置。如uco为正值，M点就向前移，控制角<90，晶闸管电路处于整流工作状态如uco为负值，M点就向后移，控制角>90，晶闸管电路处于逆变状态。

同步——要求触发脉冲的频率与主电路电源的频率相同且相位关系确定锯齿波是由开关V2管来控制的V2开关的频率就是锯齿波的频率——由同步变压器所接的交流电压决定V2由导通变截止期间产生锯齿波——锯齿波起点基本就是同步电压由正变负的过零点V2截止状态持续的时间就是锯齿波的宽度——取决于充电时间常数R1C13同步环节

V5、V6构成“或”门当V5、V6都导通时，V7、V8都截止，没有脉冲输出只要V5、V6有一个截止，都会使V7、V8导通，有脉冲输出第一个脉冲由本相触发单元的uco对应的控制角

产生隔60的第二个脉冲是由滞后60相位的后一相触发单元产生（通过V6）4.双窄脉冲形成环节---内双脉冲电路三相桥式全控整流电路的情况Unit-1X1Y1Unit-2X2Y2Unit-3X3Y3Unit-4X4Y4Unit-5X5Y5Unit-6X6Y6VT1VT2VT3VT4VT5VT6主脉冲辅脉冲3.8.2集成触发器可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及，已逐步取代分立式电路目前国内常用的有KJ系列和KC系列，下面以KJ系列为例KJ004:与分立元件的锯齿波移相触发电路相似,分为同步、锯齿波形成、移相、脉冲形成、脉冲分选及脉冲放大几个环节完整的三相全控桥触发电路KJ041内部是由12个二极管构成的6个或门一个KJ004输出2个相位间隔180的脉冲模拟与数字触发电路以上触发电路为模拟的，优点：结构简单、可靠，缺点：易受电网电压影响，触发脉冲不对称度较高，可达3~4，精度低数字触发电路：脉冲对称度很好，如基于8位单片机的数字触发器精度可达0.7~1.53.8.3触发电路的定相触发电路的定相——触发电路应保证每个晶闸管触发脉冲与施加于晶闸管的交流电压保持固定、正确的相位关系措施：同步变压器原边接入为主电路供电的电网，保证频率一致触发电路定相的关键是确定同步信号与晶闸管阳极电压的关系图2-58三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图Ua三相桥整流器，采用锯齿波同步触发电路时的情况同步信号负半周的起点对应于锯齿波的起点，通常使锯齿波的上升段为240，上升段起始的30和终了的30线性度不好，舍去不用，使用中间的180。使Ud=0的触发角

为90。当<90时为整流工作，>90时为逆变工作将=90确定为锯齿波的中点，锯齿波向前向后各有90的移相范围。于是=90与同步电压的300对应，也就是=0与同步电压的210对应。由图2-58及2.2节关于三相桥的介绍可知，=0对应于ua的30的位置，则同步信号的180与ua的0对应，说明VT1的同步电压应滞后于ua180

图2-59同步变压