零电压开关三电平Buck

零电压开关三电平Buck-Boost双向变换器孙孝峰;袁野;王宝诚;李昕;潘尧【摘要】针对非隔离型三电平Buck-Boost双向变换器,提出一种零电压开通(ZVS)实现方案•该方案在不添加任何辅助元件的情况下，可使非隔离型三电平Buck-Boost变换器的所有开关管在全负载范围内实现ZVS,提高变换器的效率•此外，利用异相控制、电感电流倍频降低电感的体积,提高功率密度•首先对实现ZVS的工作过程进行分析，并且分析反向电流IR对软开关的影响;然后推导出死区时间和开关频率表达式;最后搭建实验样机，通过Buck模式和Boost模式的实验来验证该方案的正确性和有效性.％Acontrolschemeofachievingzero-voltage-switching(ZVS)forthenon-isolatedthree-levelBuck-Boostbidirectionalconverterisproposedisthepaper.AllswitchescanachieveZVSinthewholeloadrangewithoutadditionalcircuitry,therebyimprovingthepowerconversionefficiency.Furthermore,thisschemeutilizesanout-phasecontrol,whichcandoubletheinductorcurrentfrequency,decreasetheinductorvolumegreatlyandimprovepowerdensity.Firstly,theoperationprincipleofZVSisanalyzed.Secondly,theinfluenceofthereversecurrentIRonsoft-switchingduringthedead-timeintervalisexplained.Then,theexpressionsofdead-timeandswitchingfrequencyarederived.Finally,anexperimentprototypeisbuiltandtestedinbothBuckmodeandBoostmodetoverifythecorrectnessandeffectivenessoftheproposedscheme.期刊名称】《电工技术学报》年(卷),期】2018(033)002【总页数】8页（P293-300）【关键词】双向变换器;零电压开关;电感电流倍频;反向电流【作者】孙孝峰;袁野;王宝诚;李昕;潘尧【作者单位】电力电子节能与传动控制河北省重点实验室（燕山大学）秦皇岛066004;电力电子节能与传动控制河北省重点实验室（燕山大学）秦皇岛066004;电力电子节能与传动控制河北省重点实验室（燕山大学）秦皇岛066004;电力电子节能与传动控制河北省重点实验室（燕山大学）秦皇岛066004;电力电子节能与传动控制河北省重点实验室（燕山大学）秦皇岛066004【正文语种】中文【中图分类】TM46随着能源危机和环境污染的日益严重，混合电动汽车（HybridElectricVehicle,HEV）正在逐步取代化石燃料汽车［1,2］。混合电动汽车内部的储能单元（超级电容或蓄电池）需要双向DC-DC变换器实现功率双向传输［3,4］。在双向DC-DC变换器中，非隔离型Buck-Boost双向变换器因为具有结构简单、可靠性高、成本低等优点而备受青睐［5-8］。然而，在电动汽车这种高电压、大功率应用场合中需要选用耐压高的开关管。开关管的导通阻抗和寄生电容随耐压值的升高而增大，影响变换器效率。文献［9-12］提出一种非隔离型单向三电平Buck-Boost变换器，可降低开关管的电压应力，且为输入电压的一半。文献［13,14］将非隔离型三电平Buck-Boost变换器中的续流二极管由MOSFET代替，可以实现功率双向传输。三电平Buck-Boost变换器中开关损耗对变换器效率影响较大，因此需要实现软开关来提高效率。对于非隔离型三电平变换器，需要添加辅助元件才能使开关管实现软开关［15-18］文献［15］是在三电平变换器中加入LCC谐振网络实现开关管零电压开通(Zero-VoltageSwitching,ZVS)。文献［16,17］通过在交错并联回路中添加辅助电感来实现主开关管零电流开通(Zero-Current-Switching,ZCS)，二极管的反向恢复损耗近似为零。文献［18］通过添加两组谐振网络使主开关管实现ZVS。其中，谐振网络由辅助开关、谐振电感和谐振电容组成。以上方法均需添加辅助元件才能使开关管实现软开关，增加了变换器结构的复杂性，降低了功率密度。本文针对非隔离型三电平Buck-Boost双向变换器，提出一种ZVS实现方案。该方案在不添加任何辅助元件的情况下，可使所有开关管在全负载范围内均实现ZVS，并大大简化电路的结构，提高了变换器效率。利用异相控制实现电感电流脉动频率倍频，显著地降低了电感元件体积。非隔离型三电平Buck-Boost双向变换器原理如图1a所示，其传统控制工作模式如图1b所示［10］。由图1b可知，开关管S2和S3可以实现ZVS，开关管S1和S4不能实现ZVS。究其原因，开关管S2关断时，电感电流正向流动，不能为S1的寄生电容放电，漏源电压vds1不能降为0,同理vds4也不能降为0。因此，需要控制电感电流，使其过零且为负，为S1和S4的寄生电容放电，使漏源电压vds1和vds4降为0，S1和S4就能实现ZVS。Buck模式与Boost模式的工作过程类似。根据占空比可划分为d>0.5和dv0.5两种情况［10］。以Buck模式、dv0.5为例，对非隔离型三电平Buck-Boost变换器软开关实现过程进行分析，ZVS变换器波形如图2所示，共分为12个阶段。阶段1［t0,t1］:t0时刻，开关管S1和S3导通，电感两端的电压为0.5Vin-Vo,电感电流iL线性上升，持续时间Ton，此时开关管S2和S4的漏源电压vds2和vds4均为0.5Vin。阶段2[t1,t2]:t1时刻，开关管S1关断，S3继续导通，进入死区，在此阶段电感电流达到峰值Is。此时电感L与开关管S1、S2两端的寄生电容Cs1、Cs2发生谐振，寄生电容Cs1充电、Cs2放电。当开关管S2的寄生电容Cs2两端的电压vds2降为0时，反并联二极管VD2导通，S2具备ZVS条件。由于谐振电流初值Is非常大，谐振时间非常短，忽略电感电流的细微变化，认为Is为电感电流的最大值。阶段3[t2,t3]:t2时刻，开关管S2开通，S3继续导通，此时进入电感电流续流阶段。电感两端的电压为-Vo,电感电流iL线性下降，持续时间Toff到达t3时刻电感电流iL减小至0。阶段4[t3,t4]:开关管S2、S3继续导通，电流反向流经S2和S3，经过时间TR。t4时刻，电感电流iL减小至IR。阶段5[t4,⑹：t4时刻，开关管S3关断，进入死区，此段时间为Tdt。电感L与开关管S3、S4上的寄生电容Cs3、Cs4发生谐振，电容Cs3充电、Cs4放电。到t5时刻，电感电流下降至最小值Imin。当电容Cs4两端电压vds4减小为0时，反并联二极管VD4导通，S4具备ZVS条件。阶段6[t6,t7]:t6时刻，电感电流流经反并联二极管VD4°t7时刻，电感电流iL反向过零。在阶段6中，开通S4均可实现ZVS。阶段7[t7,t8]:开关管S4开通，电感两端的电压为0.5Vin-Vo，电感电流线性增加。在此阶段，电感电流iL再次达到峰值Is。阶段8[t8,t9]:t8时刻，S4关断，S2继续导通，进入死区。此时电感L与开关S3、S4两端的寄生电容Cs3、Cs4发生谐振，Cs4充电、Cs3放电。当S3的寄生电容Cs3两端电压vds3降为0时，反并联二极管VD3导通，S3具备ZVS条件。阶段9[t9,t10]:t9时刻，S3零电压开通，S2继续导通。变换器再次进入续流阶段，电感电流iL下降。到达t10时刻，iL减小至0。阶段10[t10,t11]:S2、S3继续导通，此时电流反向流经S2和S3，经过时间TR，电感电流到达IR。阶段11[t11,t13]:t11时刻，S2关断，进入死区。此时电感L与开关S1、S2两端的寄生电容Cs1、Cs2发生谐振，Cs2充电、Cs1放电°t12时刻，电感电流下降至最小值Imin。到达t13时刻，S1寄生电容Cs1两端的电压vds1降为0，反并联二极管VD1导通，S1具备ZVS条件。阶段12[t13,t14]:t13时刻，电感电流流经反并联二极管VD1°t14时刻，电感电流iL反向过零。在此阶段，开通S1均可实现ZVS，之后循环至阶段1。Boost模式工作模式类似，在此不再赘述。图2中，谐振过程都是发生在死区时间内。阶段2和阶段8中，谐振起始电流为电流峰值Is，谐振时间短，开关管S2和S3易实现ZVS。在阶段5和阶段11中，需要足够的反向电流IR（谐振起始电流），才能将开关管S1和S4寄生电容中储存的电荷qC抽光。因此，需要分析死区时间内，反向电流IR的幅值对软开关的影响，反向电流波形如图3所示。根据反向电流IR幅值的不同，可分为三种情况:（1）反向电流IR的幅值小于临界值，谐振初始电流不足，开关管S1和S4的寄生电容储存的电荷qC不能被抽光，开关管S1和S4两端漏源电压vds1和vds4不能降为0,开关管S1、S4不能实现ZVS，如图3a所示。（2）临界情况下，当电感电流反向过零时，开关管S1和S4两端的漏源电压vds1和vds4恰好降为0，S1和S4实现临界ZVS，如图3b所示。在临界情况下没有阶段6和阶段12。（3）反向电流IR大于临界值，开关管S1和S4两端的漏源电压vds1和vds4降为0后，电感电流流经反并联二极管，此段时间为TRV如图3c所示。值得注意的是，S1和S4必须在阶段6内开通，否则电感电流反向过零后会给S1和S4的寄生电容反向充电，仍会产生开关损耗。由以上分析可知，控制反向电流IR是实现所有开关管ZVS的关键。讨论临界情况下的反向电流IR，由图2可得式中，Toff为电感电流从峰值减小至0的时间（阶段3和9）;TR为电感电流iL电流从0减小至-IR的时间（阶段4和10）;Is为电感电流峰值，表示为式中，TL为电感电流脉动周期。由阶段2可知，发生第一次谐振时，谐振初始电流较大，谐振时间较短，故可忽略不计。则有式中，Tdt为死区时间。将式（2）~式（4）代入式（1）中，可得临界反向电流IR为式中，fL为电感电流脉动频率。由图1b可知，开关的驱动信号vgsl与vgs2互补导通，vgs3与vgs4互补导通，vgsl与vgs4之间异相控制，vgsl超前于vgs4180°,驱动信号出现叠加，电感电流iL在一个开关周期内脉动两次，极大地降低了电感元件体积。由以上分析可知，电感电流脉动频率fL为开关频率fsw的两倍，则反向电流表达式为根据式（6）可知，在输入电压、输出电压和占空比确定的情况下，通过调节死区时间Tdt和开关频率fsw可以改变反向谐振电流IR幅值，进而使开关管S1和S4实现ZVS。因此，需要分析死区时间特性和频率特性对软开关特性的影响。由图3b可知临界反向电流IR和电流最小值Imin的表达式分别为根据式（7）和式（8）可以求出T1、T2分别为将式（9）和式（10）代入Tdt二T1+T2，得到死区时间Tdt为反向电流IR的幅值越大，谐振所需要的时间越短。死区时间与输出电压的关系如图4所示。根据图4可知，电感值越大时，谐振所需的死区时间越长，反之亦然由图2可知，电感电流峰峰值DIL为电流平均值Iave为式中，Imin为电感电流最小值。联立式（12）和式（13）得临界开关频率fsw为根据式（14），可以得到开关频率fsw与输出电压Uo、电感电流平均值lave的关系，如图5所示。根据图5可知，电感值增加，开关频率fsw降低，反之亦然。根据式（6）可知，频率减小时，反向谐振电流幅值会增大，开关管S1和S4易实现ZVS。变换器工作在临界情况不易掌控，需要使开关频率略小于临界频率，即可保证所有开关管实现ZVS。根据1.1节和1.2节对软开关实现过程的分析可知，需要提供足够的反向电流IR（谐振起始电流）才能使开关管S1和S4漏源电压vds降为0,实现ZVS。由式（6）可知，调节开关频率fsw和死区时间Tdt可以改变反向电流IR的幅值，为谐振提供充足的起始电流。在2.1节中给出了死区时间和频率的表达式，根据实际负载情况，利用式（11）和式（14）可计算出反向电流IR所对应的频率fsw和死区时间Tdt。因此，通过该控制方案建立占空比调节器及频率、死区时间计算器，如图6所示。占空比调节器由电压闭环组成，利用闭环控制调节占空比，并将占空比信号送至频率计算器和PWM信号发生器中。通过对输入、输出电压及电感电流进行采样，将采样信号及占空比信号送至频率、死区时间计算器中，利用式（11）和式（14）计算死区时间Tdt和频率fsw。然后，将开关频率fsw、死区时间Tdt与占空比信号d—同传递到DSP中的PWM信号发生器。最后利用DSP内部移相模块，将驱动信号vgs1和vgs4移相180°。为保证软开关实现的可靠性，选择开关频率时，略低于计算频率（不超过5%）。构建实验平台验证所提方案的正确性。实验平台参数如下：电感为16.65mH，分压电容为470mH（200V）,MOSFET的型号为IR公司的IRFP4668。实验分为Buck模式满载、轻载实验和Boost模式满载、轻载实验两大类。在Buck模式下，输入电压200V,输出电压48V,满载输出电流7.5A。图7a和图7b分别为满载时，开关管S1与S4的实验波形，开关频率fsw=40kHz。图7中vgs为开关管驱动电压，vds为开关管漏源电压，开关管S1和S4的漏源电压vdsl、vds4均为100V,电感电流在一个开关周期内脉动两次，且均实现ZVS。图7c和图7d分别为轻载时，开关管S1和S4的实验波形，开关频率fsw=120kHz。由图7c和图7d可知，开关管S1和S4电压应力减半，电感电流倍频，且均实现ZVS。在Boost模式下，输入电压60V，输出电压200V，满载输出电流1.8A。图8a和图8b分别为满载时，开关管S2和S3的实验波形，此时开关频率fsw=46kHz。由图8可知，vds3、vds4均为100V，电感电流在一个开关周期内脉动两次，且均实现ZVS。图8c和图8d分别为轻载时，开关管S2和S3的实验波形，开关频率fsw=130kHz。由图可知，开关电压应力减半，电感电流倍频，并实现ZVS。图9为本文所提方案与传统控制方案的效率对比。采用本文所提控制方案，Buck模式和Boost模式的最大效率分别为97.5%和96.9%，满载效率分别为95.7%和95.8%。由图9可知，本文所提ZVS实现方案能有效的提高变换器效率。针对非隔离型三电平Buck-Boost变换器，提出一种ZVS实现方案。通过分析反向电流对ZVS的影响，推导出频率和死区时间表达式。不添加任何辅助元件，在全负载范围内实现所有开关管ZVS，提高变换器效率。利用异相控制，实现了电感电流倍频，降低了电感体积，并提高了功率密度。孙孝峰男，1970年生，教授，博士生导师，研究方向为变流器拓扑及控制、新能源并网和电能质量控制。E-mail:.cn （通信作者）袁野男，1991年生，硕士研究生，研究方向为直流变换器。E-mail:相关文献】胡腾，许烈，李永东,等.混合电动汽车多电平车载变换器的研究[几电工技术学报,2015,30(14):261-268.HuTeng,XuLie,LiYongdong,etal.ResearchofmultilevelconvertersonHEV[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2015,30(14):261-268.汪泉弟，安宗裕,郑亚利，等.电动汽车开关电源电磁兼容优化设计方法[J].电工技术学报，2014,29(9):225-231.WangQuandi,AnZongyu,ZhengYali,etal.Electromagneticcompatibilityoptimizationdesignforswitchingpowerswitchingpowersupplyusedinelectricvehicle[J].TransactionsofChinaElectro-technicalSociety,2014,29(9):225-231.肖旭,张方华，郑愫•移相+PWM控制器Boost半桥双向DC-DC变换器软开关过程分析[J].电工技术学报,2015,30(16):17-25.XiaoXu,ZhangFanghua,ZhengSu.TheAnalysisofsoft-switchingofthefhaseshift+PWMcontroldualBoosthalf-bridgebidirectionalDC-DCconverter[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2015,30(16):17-25.杨玉岗，邹雨霏,代少杰，等•DCM模式下交错并联磁集成双向DC/DC变换器的稳态性能分析[J].电工技术学报,2015,30(11):60-70.YangYugang,ZouYufei,DaiShaojie,etal.SteadystateperformanceanalysisoftheinterleavingandmagneticallyintegratedbidirectionalDC/DCconverterunderDCMmode[J].TransactionsofChinaElec-trotechnicalSociety,2015,30(11):60-70.GarciaOscar,ZumelPabio,CastroAngelde,etal.AutomotiveDC-DCbidirectionalconvertermadewithmanyinterleavedBuckstages[J].IEEETransactiononPowerElectronics,2006,21(3):578-586.ZhangJunhong,LaiJih-Sheng,KimRae-Young,etal.High-powerdensitydesignofasoft-switchinghigh-powerbidirectionalDC-DCconverter[J].IEEETransactiononPowerElectronics,2007,22(4):1145-1153.CamaraMamadouBaTIo,GualousHamid,GustinFrederic,etal.DC/DCconverterdesignforsuper-capacitorandbatterypowermanagementinhybridvehicleapplications-polynomialcontrolstrategy[J].IEEETransactiononIndustrialElectronics,2010,57(2):587-597.YuWensong,QianHao,LaiJih-Sheng.Designofhigh-efficiencybidirectionalDCDCconverterandhigh-precisionefficiencymeasurement[J].IEEETransactiononPowerElectronics,2010,25(3):650-658.ZhangMichaelT,JiangYimin,LeeFredC,etal.Single-phasethree-levelBoostpowerfactorcorrectionconverter[C]//IEEEAppliedPowerElectronicsCon-ferenceandExposition,Dallas,TX,1995:434-439.薛雅丽，李斌，阮新波.Buck三电平变换器[J].电工技术学报,2003,18(3):29-35.XueYali,LiBin,RuanXinbo.Buckthree-levelconverter[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2003,18(3):29-35.阮新波，危健，薛雅丽•非隔离三电平变换器中分压电容均压的一种方法J].中国电机工程学报,2003,23(10):27-31.RuanXinbo,WeiJian,XueYali.Amethodtobalancethevoltageofthedividedcapacitorsinnon-isolatedthree-levelconverters[J].ProceedingsoftheCSEE,2003,23(10):27-31.RuanXinbo,LiBin,ChenQianhong,etal.Funda-mentalconsiderationsofthree-levelDC-DCconverter:topologies,analyses,andcontrol[J].IEEETransactiononCircuitsandSystems,2008,55(11):3733-3743.GrbovicPetarJ,DelaruePhilipe,MoignePh