【基于5G通信的方向图可重构天线的设计16000字（论文）】

基于5G通信的方向图可重构天线的设计【摘要】本文基于国内现行5G通信的3.4GHz~3.6GHz频段，研制一种可重新配置的定向天线。主要的工作包括：第一，设计了一款工作频率为3.4GHz~3.6GHz的双极化天线。该天线具有结构简单、设计简便、可以同时辐射或者接受两种相互垂直方向的电磁波，常用做基站天线单元。本文分析了偶极子天线各个参数对天线性能的影响，选择使性能最优的尺寸，实验表明，在3.4GHz至3.6GHz频段范围内，其电压驻波比在1.5以下，且两个端口间的间隔距离超过30dB。第二，采用3.4GHz~3.6GHz工作频率的反射型移相器及一分四功分器，经实验证明，在3.4GHz~3.6GHz下，移相器的相位连续变化为210度，插入损耗在1.5dB至3.5dB之间，当电压为0-20V时，其回声损失值均低于-15dB；功分器的输入端在3.4GHz至3.6GHz之间的回波损失在-15dB以下，插入损失在-6.2dB，在输出端的回波损失都在-20dB以下，并且在20dB以上。第三，将前文设计好的双极化天线作为阵列单元进行组阵仿真，通过对移相器与功分器的级联模拟，构成了天线阵列的馈电部件，根据天线阵元的间距对馈电网络的制版布局进行调整，馈电网络的输出端口通过底馈方式对天线阵的各个单元进行馈电，馈电网络和天线阵共用一个接地板，将加工好的天线单元实物按阵列仿真排列与馈电网络焊接组合了一个可重构的天线，并对其进行了测试。实验结果显示，在工作频域内的天线方向图内可实现空间±30°扫描。关键词：方向图可重构；5G通信；反射式移相器；偶极子天线目录215341绪论 绪论1.1研究背景及意义目前5G通讯由FR1和FR2两大频段组成。频域FR1，也就是一般所说的5GSub-6GHz(450至6千兆赫）频带，而FR2(24.25至52.6GHz）为5G毫米波段。在第四代移动通信技术（4G）向5G过渡的今天，FR1依然是Sub-6GHz。由于无线通讯的功能、应用场景的多样性，新一代的移动通讯对频谱资源提出了更高的要求，从二代到五代，所需的频谱资源日益匮乏；为了达到最大限度的利用频谱资源，必须采用MIMO技术来提高天线的数目，但是由于天线数目的增加，会使得系统的设计更加复杂，而且会产生大量的电磁干扰，从而阻碍了现代无线通讯技术的智能化、小型化和低成本的发展。为了解决以上问题，可重构天线是一种有效的方法。可重构天线按重构参数可划分为：可重构天线、极化可重构天线、方向图可重构天线、多重参数可重构天线。在各种条件下，需要使用不同的通讯方法，并简要介绍了一些较为成熟的无线通讯技术。可重组天线具有降低成本、提高信息传输效率、提高频谱利用率、有效保障通信系统容量、降低信道衰落、提高接收端信噪比、提高系统性能、提高传输品质、增加用户通信业务等功能。所以，目前可重构天线已成为当今天线领域的一个热点。可重配置的定向天线能够实现对天线波束的控制，使天线最大辐射方向指向特定位置，也可以抑制无用信号方向的辐射或者辐射出特殊形状的方向图等功能，方向图可重构天线可以提高通信质量，节约系统能量和避开干扰源等优势，被广泛应用。通过改变天线辐射元件的结构，可以实现定向图的可重构；利用切换元件，改变天线辐射元件表面的电流通路；通过对阵列进行组合，通过改变天线的相位差异，可以实现方向图的重构。本文提出了一种利用组合天线的方式来实现方向图的可重构。移相网络的设计是实现天线方向图可重构的重要因素，常用的移相网络有巴特勒矩阵，反射移相器，等等。巴特勒矩阵的输出是固定的，天线方向图难以根据所需角度灵活调节；反射式移相器具有相位连续可调的优点被广泛应用，使天线方向图能够灵活调节。相比于传统的相控阵是通过复杂的FPGA算法来进行中频移相或射频移相实现方向图的波束控制，本文设计的天线阵采用反射式移相器作为天线阵的移相网络实现方便，制作成本低，具有很大的发展前景。1.2本文的研究内容和主要工作本文基于国内现行5G通信的3.4GHz~3.6GHz频段，设计了一款双极化天线，对交叉偶极子天线进行阵列仿真，通过改变电压值实现方向图可重构天线，相比于传统的相控阵是通过中频移相或射频移相，本论文所设计的阵列可以藉由改变电压值而使之可重新配置。这种天线是由四个单元组成的，移相网络、功分网络组成；该移相电路采用的是反射型移相器，而反射型移相器则是将变容二极管加到方向耦合器的联接和直通端，通过改变其偏压来改变相位；功分网络是一分四Wilkinson功分器，Wilkinson功分器具有结构简单、易加工、高隔离度等优点。主要工作有以下几个方面：第一，确定了一款用于5G通信的双极化天线。交叉偶极子天线结构简单设计方便，可以同时辐射或者接受两种相互垂直方向的电磁波，常用做基站天线单元。本文就偶极天线的各项参数对其性能的影响进行了分析。选择使性能最优的尺寸，实验表明，在3.4GHz至3.6GHz频段范围内，其电压驻波比在1.5以下，且两个端口间的间隔距离超过30dB。第二，设计制作了工作频率在3.4GHz~3.6GHz内的反射式移相器和一分四功分器，测试结果表明，移相器在频率3.4GHz~3.6 GHz上，可获得210°连续相位变化，插入损耗在1.5dB~3.5dB内变化，电压在0~20V内变化时双口回波损失在-15dB以下；功分器的输入端在3.4GHz至3.6GHz之间的回波损失在-15dB以下，插入损失在-6.2dB，在输出端的回波损失都在-20dB以下，并且在20dB以上。第三，将前文设计好的双极化天线作为阵列单元进行组阵仿真，通过对移相器与功分器的级联模拟，构成了天线阵列的馈电部件，根据天线阵元的间距对馈电网络的制版布局进行调整，馈电网络的输出端口通过底馈方式对天线阵的各单位进行馈电，馈电网与天线阵共用一层接地，将加工后的天线单元按照阵列模拟的方式与馈电网焊接构成并进行了测试。实验证明，该方法能在工作频段上进行空间30度的扫描。2天线单元的设计基地台天线是采用±45度的双极化天线，它可以同时发射或接收两种垂直方向的电磁波，利用极化分集可以提高系统的通讯能力，并能很好地解决多径衰落的问题。目前，使用最多的双极化天线是以双对偶极天线和馈电结构和反射板构成。本文针对5G室内覆盖方案中的室内基站天线需求，设计了适合5G波段的双极化方向天线，并给出了一种结构简单、工艺复杂、易于实现的双极交叉偶极天线，其工作波段可以覆盖目前5G商用5G波段（3.4~3.6GHz）。利用AnsysHFSS的高频电磁模拟软件对其进行了模拟，得到了最佳的模拟结果。2.1偶极子天线偶极天线也被称作对称子天线［24］(SymmetricalCenter-FedDipoleAntenna)，其结构如图3.1所示，中间是天线的馈电部分，辐射部分为两根等长的直导体，每根直导体可以看作天线的一个臂。偶极子天线作为一种常见的传统的、实用的天线被广泛地运用到了各种领域，并在此基础上发展出了大量的实际应用。对称振动器可以水平放置，也可以垂直放置。图2.1对称振子的结构及其电流和辐射场的原理图可以将偶极子天线看成终端开路向两边张开的传输线，开路传输线的电流分布接近于正弦驻波分布。将偶极子天线的馈源看作原点，两个辐射臂沿z轴排列，则偶极子天线上的电流分布可以表示为关于z的函数 （2.1）式中为电流波腹点的复振幅，为相移常数,是称阵子天线单个臂的长度。半波对称振子天线的振子臂长度为λ/2。在上述公式（2.1）中加入这些参数，半波振子的电流分布如下： （2.2）利用上述公式，利用迭加原理，对偶极天线辐射进行了计算。将偶极子天线看成由长度dz的电基本振子天线连接而成，dz这一小段天线上的电流等幅同相，沿着z轴的电流振幅按上式（2.2）正弦分布。通过对电基振子辐射场的积分计算，得到了电基振子的辐射分布。 （2.3）偶极子天线的标准化电场强度曲线可以由公式（3.3）绘制，其中H平面（θ=90度）的极坐标为圆形；在E面（φ是常量），辐射场强度随角θ而改变，在θ=±90°时，电场强度最大，极坐标曲线为“∞”。2.2馈电巴伦“巴伦(Balun)”是一种把不对称的同轴变换成一种能使两根线均衡的装置。如果同轴与偶极天线直接连接，则在图2.2中，天线的右臂上的电流与同轴内的导线电流相同，而在同轴的外侧导线上的电流则分别流向天线的左、同轴线。在这种情况下，天线两端的电流不均匀，从而导致天线的方向图发生畸变。最大辐射方向偏离轴线。不平衡馈电会造成半波偶极子相位中心侧向偏移，使次级波束偏离轴线。在同轴线和偶极天线间增加一个平衡-非均衡变换器，以确保同轴线的均衡。常用的巴伦结构如下：（a）一种扼流式巴伦，其在同轴线的外导体外侧加上一根长度为的金属圆柱，圆柱的下端与同轴线的外导体相连，上端开路；(b)为渐变微带巴伦，上下导体分别印刷在介质板两面，其长度为，宽度按特定规律变化以改变各点特性阻抗；(c)为U型管巴伦，主要由弯成曲线像英文字母“U”的长同轴线组成，其工作原理为传输线理论中半波长的长线两端电流或电压等值反向；(d)为分支导体型巴伦，用长的等规格同轴线或等粗的金属管，底端与同轴线外导体相连、顶端与同轴线内导体相连；(e)为分支导体型巴伦等效电路；(f)为开槽巴伦，它是在以空气为介质的硬同轴线外导体上开两条长度为的窄缝，对称振子天线的左臂与窄缝外部导线连接在左边同轴线上，而对称振子天线的右臂连接在同轴线上的内部导线和位于狭窄缝隙右侧的同轴线上。图2.2直接连接到偶极天线的同轴(a)扼流套型巴伦(b)渐变微带巴伦(c)U型管巴伦(d)分支导体型巴伦(e)分支导体型巴伦等效电路(f)开槽巴伦图2.3巴伦结构示意图2.3天线设计2.3.1天线结构图2.4天线结构图本章提出一种具有5Gn78波段工作频率的±45度偏振型交叉偶极子天线，可用作室内基地台天线。天线的构造类似于图2.4，它是由两块印制的振荡器介电片垂直嵌套构成，其下部是一个圆形的金属反射片；两片介电板具有从上到下、从下到上的互补的纵向矩形凹槽，可以实现两片介电片的垂直嵌套。该天线采用两条50欧姆的同轴供电，1号为+45度，2号为-45度。以40毫米半径的金属片作反光片。采用FR4片，其介电系数为4.4，厚度0.6mm，损失角度为0.02。图2.5给出了印刷振子的结构图，绿色为介质板正面金属，蓝色为戒指吧那背面金属，红色为金属通孔。该媒体板的前部是一种带有波纹的微带线，它利用微带线的宽度来调整阻抗，从而使天线的带宽变得更宽。Г形微带线的末端通过金属通孔与介质背面的振子的一个臂直接相连，它的下端与一个50欧姆同轴的天线馈送相连；在介电板的背面，印有两个长方形的微型馈电巴伦，巴伦上端与振子的两个臂相连，下端接地。巴伦的高度通常是1/4的中央频率。图2.5印刷阵子在一个印刷振子上开有缝隙1，另外一片印制电路板上有一条缝2，两条缝是互补的，用插头使两条电路板巴伦彼此垂直。3.3.2天线仿真使用ANSYSHFSS软件对单个印刷振子天线进行了仿真［26］，通过理论计算来设置振子臂长和高度的初始值。半波振子天线的单臂长度是以3.5GHz为基准，如果它在自由空间内传播，它的工作波长大约是82毫米，如果它在FR4中传播，它的工作波长大约是40毫米。由于振子天线中含有媒体和自由空间，因此振子天线的臂长度应该在10毫米至21毫米之间，并将二者的平均值15.5毫米作为打印振子臂长度的初始值。在FR4介电板上，其具有4.4的相对介电常数和0.6mm的厚度，通过辅助软件计算出四分之一波长微带线对应的导纳波长约为11.8mm，设置振子距离反射板高度的初始值为11.8mm。图2.6微带线计算工具根据天线参数的初始值进行建模如图2.7，通过模拟和分析，得到了一种具有较低共振频率的天线模型。图2.7天线模型图2.8天线初始仿真结果为了使得天线各方面的性能达到最佳，需要对天线的尺寸参数进行优化，对于对称振子天线来说，天线的振子臂长影响其频点的位置。如在图2.9中所示，显示出不同的天线臂长度L1对S11参数的影响。模拟计算表明，当L1增加时，共振点会朝较低的频率方向运动。通过调节天线臂长，使其谐振点在需要的频点，根据仿真结果选择天线臂长为14.9mm。图2.9S11随L1的变化接下来分析振子距离反射板的高度H1对天线回波损耗和增益的影响，如图3.10。当高度H1变化时馈电巴伦的长度会改变，会对天线产生影响，但从其仿真结果来看天线高度的这种改变对反射损失的影响很小。图2.10(b)为天线增益随高度变化的曲线，根据天线的回波损耗及增益的仿真结果，选取高度H1为11.9mm。(a)S11随h1的变化(b)增益随h1的变化图2.10振子高度对天线性能的影响微带线的线宽影响其特性阻抗，为了使天线能够和50欧姆阻抗匹配，需要调节Г形微带线的线宽，模拟结果显示，微带线宽度对电路的回波损失有很大的影响，采用最优的方法选择了最小的线性宽度。图2.11S11随微带线宽的变化(a)S11随反射板大小的变化(b)反射板对方向图的影响图2.12反射板对天线性能的影响图2.12示出了反射器对天线的性能的影响，如图2.12A所示，通过改变反射片的尺寸，可以使天线共振频率发生变化，并调整其阻抗带宽，如果天线反射片太小，则天线阻抗匹配不佳；天线的共振特性随反射片的增加而提高，而当反射片增加到一定程度后，其共振特性的影响会趋于稳定。同时，反射器的主要功能是控制天线的方向辐射效应，如图2.12B所示，天线的反射片越小，天线后瓣的辐射越大，就越不能达到方向辐射；当反射片增加时，天线的匹配会更好，而后瓣的辐射会降低，半功率波束宽度变窄，增益变大，天线定向辐射性能变好。考虑到天线的性能及大小最终选取天线反射板的半径为40mm。单个天线仿真完成后，将两个印刷偶极子交叉放置如图2.4，以实现±45°双极化。对交叉偶极子进行仿真，最后，在频带（3.4GHz至3.6GHz）范围内，两个端口的电压驻波比都小于1.65，并且两个端口的电压驻波（例如，图2.13)，综上结果可说明天线端口具有良好的匹配效果。图2.13双端电压驻波比图2.14的端口间隔在双极化天线中，端口之间的隔离程度也是衡量其性能的一个关键因素。图2.14是两个端口间的间隔S21的频率变化曲线，如上图所示，在3.4GHz至3.6GHz的端口间间隔都小于-25dB，并且在带宽范围内的波动幅度小于1dB，其具有良好的隔离效果，减小了两个端口之间的电磁耦合。图2.15的频谱增益曲线图2.15示出了该天线装置的增益与频率的关系曲线，如图所示，它的增益在3.4GHz至3.6GHz之间都超过8dBi，并且具有良好的带宽内部增益一致性。可以看出天线远场辐射的性能较为优异。(a)天线E面和H面(b)天线3D方向图图2.16天线辐射场图2.16是天线在最大辐射方向上具有8.3dB和60°半功率瓣宽的天线远区辐射场，天线前后比为13.8dB。2.4天线实物测试针对HFSS中的天线模拟参数，通过实际加工与试验，对该天线的性能进行了检验。对两个天线的印制谐振片和反射片进行了加工，按照仿真模型放置，将反射板和印刷振子的接地进行焊接；反射板上有两个半径1.5mm的通孔，同轴线由通孔穿过反射板，内导体与Г形微带线焊接，外导体与接地焊接，在图2.17中显示了最后的天线实体。图2.17天线实物图在天线实际加工完毕后，先用矢量网络分析仪对天线的S参数进行测量，在进行测量之前，必须对矢量网络分析仪进行端口校准，这次的矢量网络分析仪采用了两个端口，所以必须进行两个端口的校准，第一个端口是开路校准，短路校准，负载校准，校准结束后，矢量网络分析器的校准就完成了。在完成校正之后，首先对矢量网络分析器的两个端口进行了直接的检测，在通道损失约为0.001左右时，利用矢量网络分析器进行试验，并将矢量网络分析器的两个端口连接到天线的两个馈源，以进行S参数的测量。图2.18是一个测试环境，用于天线S参数。图2.18S参数测试环境试验结果如下：在图2.19A中，在3.5GHz的情况下，在-23.8dB的回声损失，在3.4GHz到3.6GHz的带宽中，在-15dB以下；图2.19(b)是在3.5GHz频率-25.2dB的天线2端口的试验结果，在3.4GHz~3.6GHz带宽内回波损耗小于-15dB，电压驻波比小于1.5；图2.19(c)是经试验的间隔超过30dB的两个端口间的隔离程度；通过对天线S参数的试验，可以达到预期的效果。(a)端口回波损耗(b)端口回波损耗(c)端口隔离度图2.19天线S参数测试结果矢量网络分析仪测完天线的S参数后，测试天线的增益和方向图。通常采用旋转天线法测量方位图，旋转天线法测量仪器通常是由待测天线、辅助接受天线、转台、信号源和接收机组成；测量增益的方法包括：比较法、双天线法、三同天线法、利用方向图推算增益法。天线增益和方向图的测试需要在远场条件下进行，在天线远场试验中，常用的是微波暗室；微波暗室是一个仿生的自由空间，周围用吸波材料包裹，里面有两种设备，一种是发射天线，一种是接收台，放置被测天线，暗室控制系统放在暗室外，通过计算机操作测试转台的转动，在图2.20中显示了测试环境。在远距离试验中，选用与待测频率相同的喇叭天线作为发射天线，将测试的天线的最大辐射方向与喇叭天线对齐，且收发极化方式相同，架设完成后开始测试，由计算机分析天线测试过程中接收机的信号幅值大小，用软件对其进行测试，得到了一种标准化的天线。将标准天线和被测天线的实测值进行了对比，并将其与被测天线的实测值进行了对比。 （2.4）在公式（3.4）中，对于被测量的天线增益和标准的扩音器增益，在所述扬声器上印刷有一个标准的扬声器的增益，用于接收被测量的天线的功率，而对于标准的扬声器的接收功率。2.5本章小结本章介绍了偶极子天线的工作原理及特性，分析同轴线对偶极子天线进行馈电时的电流不平衡，介绍了巴伦的作用及几种常见的巴伦结构；根据偶极子天线和巴伦的理论，设计出工作频率为5G通信的3.4GHz~3.6GHz频段的交叉偶极子天线，并进行仿真优化。3移相网络和功分网络的设计馈电网络包括功率分频器和移相器，信号经功分器等分至各个移相器的输入端口，由移相器调节各路信号的相位，最后的移相器输出端向天线端口输出信号。为了最大限度地减少系统的能量传递，各部分输入输出端口阻抗均为50欧姆。本文设计的移相器为反射式模拟移相器，功分器采用Wilkinson功分器，实现对天线单元的等幅馈电。以下是对移相器和功率分路器的详细设计。3.1反射式移相器的设计一般来说，无源移相器与有源移相器相比具有零直流功率和高线性特性是相控阵系统中的关键。在毫米波段，切换式移相器和反射式移相器是目前应用最广的两种被动移相器。相对于切换式移相器，反射式移相器有某些优点，如连续相移、中等插入损耗和相对紧凑的芯片尺寸，使其对毫米波相控阵设计具有吸引力。本论文以美国SKYWORKS公司生产的SMV2020-079型变容二极管为反射型移相器的反射端，研制出一种适用于5G通讯的3.4GHz至3.6GHz波段、最大相位偏移为210度的反射型模拟移相器。3.1.1反射式移相器工作原理首先，反射移相器的基础元件是环形器，而变容二极管是终端，其结构类似于图3.1A，通过环形器的1端口输入向2端口发送信号，在2端口通过变容二级管进行反射，在3端口处将所述反射信号与原始输入信号再次混合，由此产生相移。环是反射型移相器的基础元件，其缺点主要有二：第一，环的能量衰减会增大移相器的损耗；二是由于环路器的隔离程度较低，导致移相器的相位差较大。Chien-SanLin等对环形器型反射移相器进行了改进，设计了一种具有图3.1B所示的反射型模拟移相器。它是以分支线定向耦合器为基础，变容二极管为反射终端与方向耦合器相连接的直接和耦合端口。(a)环形器结构(b)耦合器结构图3.1移相器结构示意图反射式移相器(reflective-typephaseshifter,RTPS)的基本原理是，两个输出端通过耦合器的输入信号形成两个幅度相等相位相差90°的信号，将一个具有电抗变化的负荷网络连接到该传输线路的末端，该信号通过该反射终端负荷被反射，两路反射信号经定向耦合器后在输入端口形成等幅反向的信号相互抵消，在输入端有很好的匹配；在输出端构成等幅同向信号，两个信号相加构成一个输出信号。由于改变了它的电抗性质，使来自负载网的反射信号的相位变化与入射波的相位变化不能与入射波相位相等，从而在移相器上形成相位差，从而引起输出移相器的微波信号相位变化。通过调节变容二极管两端的电压，可以实现相移量连续可调。图3.2反射式移相器模型图图3.2是一种反射相位变换器的模型，其包括由两个相同反射负载连接的分支线定向耦合器，对于移相器的基本网络，第一、第二个端口的阻抗是，第三个和第四个端口的阻抗是，为支路阻抗比。各支路的特性阻抗如式（3.1）所示 （3.1）当阻抗比等于1时，可获得传统的分支线定向耦合器。一般情况下，耦合器的特性阻抗设定在50欧姆左右，但是可以用来调整输入和输出的阻抗转换来增加相位的变化。通过一个可调节的被动反射负荷来实现反射移相器的相移，相移量由反射负载的调谐范围决定，为了进一步提高移相器的相位差，可以采用1/4波长传输线路将两套变容二极管电路串联起来，但是由于其结构的复杂性，使得移相器的体积增大。反射式移相器的技术指标主要有：相移量、插损波动、线性度、带宽，这四个指标通常是互相矛盾的。下面简单介绍反射式移相器的各部分：（1）分支线定向耦合器分支线定向耦合器是微波通信中常用的四端口器件，其结构如图4.3，当信号由1端口输入时，2端口为直通端口，3端口为耦合端口，4个端口是隔离的。用于输入/输出端的特征阻抗，两条主线和两条支线的长度为，其理想无耗的S参数矩阵为： （3.2）图4.3分支线定向耦合器由式（3.2）得到理想的耦合器具有以下特性：1），理想状态下四个端口完全匹配；2），，理想状态下1-2端口的传送系数与1-3端口的传送因子幅度相同，3-端口的信号延迟90°；3），没有信号在直通和耦合端口之间传送，输入端口和隔离端口之间无信号输出。（2）反射终端网络反射式移相器性能的好坏取决于反射终端，该反射端包括一个并联电阻器和一个串联的共振电路，它与一个外电感器串联，构成一个串联的共振电路。和寄生电感的压控电容。反射式移相器的反射终端的电抗变化范围决定了移相器的相移度，电抗与端口的匹配程度决定了移相器的损耗。在微带传输线路理论中，终端的反射率是： （3.3）将在代数（3.3）中，得出了在移相器的反射率为： （3.4）在（3.4）式中，该变容二极管与该外电感的寄生电阻，以及该变容二极管的一个寄生电感及一个外部串联电感，为 （3.5）因此移相器的为 （3.6） （3.7）式（3.6）中，α为定向耦合器的固有损耗，理想的定向耦合器中α=1。由负载反射系数可以推算出移相器输入输出端口的插入损耗IL为 （3.8）由公式（3.5）可以得到当变容二极管的电容值随电压变化时，也随之变化。当反射终端各部分器件选定，在式（3.7）和（3.8）中为变量，、、为固定值；由式（3.7）可以看出移相器相移的变化是由于的变化，即变容二极管容值的不同引起的；在式（3.8）中的变化会引起移相器插入损耗的波动。在微波通信中，器件的信噪比会影响其通信质量，因此希望移相器在工作时带内插损为固定值，要求变化时，为保持不变。由式（3.8）可知，只有当 （3.9）时，变化时插入损耗为固定值。对式（3.9）进行求解得到满足方程的电阻 （3.10）将式（3.10）代入（3.8）中可以得到新的插入损耗公式，此时插入损耗与无关，固定的插入损耗为: （3.11）选择合适的偏置电阻能够使移相器的插入损耗为固定值；在实际变容二极管中，二极管的寄生电阻会随电压变化有较小的变化，导致移相器的插入损耗有一定的波动变化。将式（3.10）代入（3.7）得出在最小插入损耗下的相移度: （3.12）由式（4.12）可以看出移相器相位变化的范围取决于的变化范围，移相器的最大相移量为 （3.13）式中、，可以看出最大相移量与电感有关，对式（3.13）求最大值得电感值为 （3.14）此时移相器取得最大相移量，最大相移量为 （3.15）从上述理论分析可知，选用适当的电感器与变容二极管串联，能提高相位的变化，并联一组偏压电阻，能有效地降低插入损耗的波动。3.1.2反射式移相器的设计与仿真本文设计的移相器工作频率为3.4GHz~3.6 GHz，介质板选用板厚1mm，介电常数为2.2，损耗角正切值为0.001的F4B进行移相器的仿真和实物加工。首先对分支线定向耦合器进行仿真，根据分支方向耦合器的特征阻抗，微带线线宽、微带线线长度、特征阻抗微带线线宽3.0mm、微带线长度15.6mm、特征阻抗微带线线宽4.9mm、微带线长度15.3mm。耦合器的参数被确定后，通过ADS的模拟，并在ADS上建立了一个模拟的模型，见图3.4。图3.4耦合器仿真模型调节分支线的线长和线宽，使耦合器性能最佳，最后的模拟显示在图3.5中。该耦合器4个端口的回声损失在-25dB以下，而耦合器的传输系数和耦合系数都在-3.1dB以下（理想-3dB）以下。(a)端口回波损耗(b)传输系数和耦合系数图3.5耦合器仿真结果完成耦合器仿真后，在耦合器直通端和耦合端加载理想电容，分析电容容值对耦合器相移的影响，经仿真发现容值小时对相位变化影响大。选择合适的变容二极管，使得相移量满足要求、插入损耗小且波动小。本发明采用美国SKYWORKS公司SMV2020-079型变容二极管，其寄生电阻=2.5欧姆，寄生电感0.7nH，图4.6是SMV2020-079变容二极管电容器的电压变化情况。图3.6变容二极管电容随电压变化特性图使用ADS软件对移相器模型进行仿真，由于电容、寄生电感、寄生电阻等因素的存在，会对模拟结果造成一定的影响。无法用理想二极管代替，由于电容、寄生电感、寄生电阻等因素的存在，会对模拟结果造成一定的影响。减小变容二极管寄生参数对仿真结果的影响。图3.7给出了变容二极管SMV2020-079的等价模式。图3.7变容二极管模型变容二极管选定后，对反射终端的参数进行计算，通过公式（3.10）（3.14）可以得到反射终端最佳补偿电感和偏置电阻值，计算得= 3.2nH，=1002 Ω。变容二极管两端加控制电压时，需要防止经过变容二极管的电流过大和扼制射频信号流入直流电源，因此在变容二极管和直流电源之间加入限流电阻和扼流电感，移相器中心频率为3.5GHz，限流电阻大小为1000Ω、扼流电感为36nH。在ADS中，对移相器进行了模拟，并给出了相应的模拟模型。图3.8移相器仿真模型在移相器模拟模型中，二极管调用了SMV2020-079的模型库，其中C1、C2为隔离电容，防止DC信号进入RF端口；L1及L2为相位补偿电感器；L3、L4为扼流电感，将RF信号阻挡在DC电源中；R1、R2为偏压电阻器，使插入损耗波动范围最小；R3和R4是限流电阻，防止电流过大烧坏变容二极管；在ADS中用直流电源可在0-20V之间提供两个变电容二次管的逆压。根据以上数据进行仿真，最终仿真结果最大相移量只有120°，由于使用自建的二极管模型库，二极管的封装会产生分布式电容、导线电感和寄生电阻，因此会对仿真结果产生影响，采用ADS的VAR插件对补偿电感和偏置电阻进行调试，当= 1.4nH，=3KΩ此时最大相移量为180°，在频带中，插入损失在-2dB以下，而回声损失在-15dB以下。为了更大程度获取相移量，此时可以调节分支线定向耦合器各支路的线宽来增加移相器的相移量，但当调节耦合器各支路线宽时，阻抗比不再为1，此时需要重新调试反射终端电阻和电感值。最终各枝节线宽为w1()=5.5mm,w2()=3.1mm,w3()=3.9mm，反射终端补偿电感= 1.5nH、偏置电阻=4.2 KΩ，仿真结果如下：(a)1端口回波损耗(b)2端口回波损耗(c)插入损耗(d)相位随电压变化图3.9移相器随电压变化仿真结果为了方便观察选取3.4 GHz、3.6 GHz、3.6 GHz三个频点，移相器在3.4 GHz、3.6 GHz、3.6 GHz三个频率点在二极管反向电压下的回波损耗、插入损耗和相移度的模拟结果见图4.9；在0~20V的偏压范围内，三频移相器的相位变动可达210°，而超过12V的偏压则减小。当改变二极管的反向偏置电压时，移相器两个端口的回波损耗在整个带宽范围内小于-15 dB；一端口到二端口的插入损耗小于-1.8 dB，且波动范围在1 dB内；该移相器仿真结果良好。4.1.2反射式移相器的实物测试根据移相器的仿真参数，对移相器进行了实物加工和测试以验证所设计移相器的性能。在实际应用中，电容、电阻、电感和变容二极管间的传输线都会产生寄生电感，而模拟模式中，各器件通过电线直接相连，所以在布图时要尽可能地贴近，以减少由线路引起的寄生电感；仿真时隔直电容用的理想器件，实际测试中发现，选择不同的隔直电容会影响移相器的相移量，这是由于隔直电容的容值会增大反射终端的电容值，根据实物测试结果调试隔直电容值，最终选取隔直电容为0.5pF。图3.10为加工并焊接好的移相器实物。图3.10移相器实物图用矢量网络分析仪测量移相器的性能时，需要一个稳压直流电源对变容二极管提供电压。在测量之前，必须对矢量网络分析器进行端口标定，并确保移相器两个端口无直流输出以防烧坏矢量网络分析仪，校准完之后矢量网络分析的两个端口分别和移相器的两个端口相连，对各种下压相电路进行了性能测试，得到了以下结果：实验结果显示，其工作频率在3.4~3.6GHz之间，当电压在0-20V范围内变化时，其回波损失均在-15dB以下；当电压发生变化时，插入损失在1.5dB到3.5dB之间，与模拟结果比较，插入损失下降的原因如下：仿真中为理想导电材料，实际微带线采用镀铝导线，导电率不同、反射终端的器件之间增加了一部分微带线，在仿真中是用导线直接相连的、介质板的损耗不均匀；电压从0V变化到20V时，相位变化范围达到210°，相位变化与仿真结果基本一致。3.2功分器的设计3.2.1功分器基本理论功分器是一种把一个信号分成两个或多个信号的装置，它还可以作为一个合路器，把两个或多个信号合并成一个信号［42］。功分器的性能指标有功分比、端口回拨损耗、输出端口间隔离度、传输损耗。在射频微波电路中，常用的功分器有T型节功率分配器和Wilkinson功分器。T型节功率分配器具有结构简单、易于加工设计等优点常用于射频电路中，但T型节功率分配器输出端口之间隔离度较差（理论值-6dB），输出端口之间信号互相串扰，导致输出端口不匹配（理论值-6dB）。由于T型节功率分配器存在的缺点，Wilkinson提出了一种在功分器输出端口之间加载电阻来提高输出端口的隔离度，这种功分器被命名为Wilkinson功分器。图3.12是一分二次Wilkinson功率分路器的工作原理，其输入/输出端的特征阻抗为，输入端具有两个特征阻抗，并联长度为微带线，并且在输出端间负载阻抗为绝缘电阻。图3.12Wilkinson功分器原理图本文所用到的是一分二等分Wilkinson功分器，此三端口网络理想无耗的S参数矩阵为： （3.16）由功分器S参数矩阵可以得到理想的Wilkinson功分器具有以下特性：（1），理想状态下输入端口和输出端口完全匹配；（2），1端口到2端口的传输系数和1端口到3端口的传输系数等辐同相，且比输入信号相位滞后90°；（3），两个输出端口之间无信号传输。3.2.2功分器的仿真本文设计的Wilkinson在3.4GHz~3.6GHz范围内，采用了与移相器同样的电路板进行模拟和实际处理。在选择了介质板之后，对功率分配器进行了参数的计算，微带线的特性阻抗是3.0毫米，微带线的特性阻抗是1.76毫米。电长度对应的线长为15.3mm。功分器参数计算完成后，在ADS中建立功分器仿真模型，仿真模型如图3.13所示，1端口为功分器输入端口，2、3端口为功分器输出端口，2、3端口之间隔离电阻为100Ω。图3.13Wilkinson功分器仿真模型在功分器仿真中，微带线拐角时会产生一定的反射，影响功分器的性能，通过采用切角弯曲的微带线来减小转角对功率分路器的影响，提高功分器的性能。但拐角对微带线电长度有影响，因此设置三个变量L1,L2,L3，调节三个变量使其与拐角之和电长度为。最终功分器仿真结果如下：(a)输入端口回波损耗(b)传输系数(c)输出端口回波损耗(d)隔离度图3.14功分器仿真结果图3.14(a)表示在3.4GHz至3.6GHz频段范围内的输入端回波损失小于-30dB，输入端口匹配良好；图3.14(b)为功分器输入端口到两个输出端口的传输系数，工作带宽内传输系数在-3.02dB~-3.01dB范围，理想传输系数为-3dB，传输损耗小于0.02dB；图3.14(c)为功分器两个输出端口的回波损耗，在整个带宽内小于-40dB，输出端口匹配良好；图4.14(d)是在工作频带内部隔离程度低于-30dB的功率分配器的两个输出端的隔离程度。根据一分二功分器的模拟，将一分二功分器与一分二功分器的两个输出端相连，并串联成一分四分功分器。一分四功分机的模拟模型见图3.15。图3.15一分四功分器仿真模型一分四功分器的模拟显示在图3.16中，其中，图3.16A是功率分配器的输入端的回波损失，在3.4GHz~3.6GHz频率范围内均小于-20dB，输入端口匹配良好；图3.16(b)示出了功率分路器的各输入端至四个输出端的传送系数，其中四个端口在工作频段中的传送系数介于-6.06dB至-6.08dB，理想传输系数为-6dB，传输损耗小于0.1dB；图3.16(c)为功分器四个输出端口的回波损耗，带宽内均小于-30dB，输出端口匹配良好；图3.16(d)示出了功率分配装置4个输出口的间隔，工作带宽内隔离度均小于-20dB，仿真结果能够满足性能要求。(a)输入端口回波损耗(b)传输系数(c)输出端口回波损耗(d)隔离度图3.16一分四功分器仿真结果3.2.3功分器的实物测试基于一分四功分器的模拟参数，对其进行了实际加工。介质板需要焊接三个100Ω隔离电阻，图3.17为焊接好的功分器实物，通过对功分器的测试，检验其工作效率。图3.17功分器实物图利用矢量网络分析仪对功率分配器进行了测试，结果表明，矢量网络分析仪仅有2个端口，而四分功分器有5个端口，当采用矢量网络分析仪对功率分配器进行检测时，为了避免功分器其他三个端口全反射导致测试结果不准确，应当将其他端口连接50Ω负载。测试结果如图3.18。(a)输入端口回波损耗(b)输出端口回波损耗(c)传输系数图3.18功分器测试结果通过一分四功分器的实验表明：在3.4GHz至3.6GHz的频段，其回波损失在-15dB以下，在频带内部的传输系数约为-6.2dB，传输损失为0.2dB,4个输出端的回波损失都在-20dB以下，各输出端间的隔离程度超过20dB，其性能达到了应用的需要。3.3本章小结本文主要研究了功率分频器和移相器在天线馈电网络中的应用。由反射式移相器的基本原理，该器件的工作频率为3.4~3.6GHz，经实际加工试验，发现在0~20V的频率范围内，在0~20V的范围内，其回声损失在-15dB以下，插入损失在1.5dB~3.5dB之间，相位变化可达210°；设计仿真出工作频率为3.4GHz~3.6 GHz的一分二等分的Wilkinson功分器，在一分二功分器的基础上再次等分为一分四等分功分器，实际测量结果显示，输入端在工作频段的回波损失在-15dB以下，在工作频段内的传输系数约为-6.2dB，在输出端的回声损失都在-20dB以下，插入损失在0.2dB以下，实际加工的移相器和功分器满足使用要求。4方向图可重构天线的设计前两章分别介绍了天线单元、移相器、功分器的仿真设计，本章对天线单元进行阵列仿真，分析天线阵方向图的辐射特性；将移相器和功分器综合在一起，组成一套完整的馈电网，合理地布置馈电网，使得天线与馈电网络之间可以用底馈相联，绘制馈电网络加工图进行实物加工，加工完成后焊接各个器件并进行测试；将测试好的馈电网络与天线阵组成一个方向图可重构天线，对天线辐射特性进行测试。4.1天线阵列仿真在此基础上，采用本文提出的一种组合方式，在天线阵列中，各阵元素间的间隔对其性能有很大的影响，如果阵元间距太小，则会引起耦合，从而引起辐射干扰；如果阵元间隔太大，天线单元会趋向于单天线辐射，天线所占用的空间体积变大，同时会产生多个栅瓣，为了消除阵列方向图上的栅瓣，最终设计天线阵元间距为51mm约为0.6λ。天线反射板的大小影响其谐振频率及方向图，因此需要选择与馈电网络相同大小的接地板进行仿真，结合第四章加工的移相器和功分器实物大小，选定大小为150mm*150mm的反射板进行仿真。天线阵结构如图4.1所示，天线阵元为第三章设计的交叉偶极子天线，将其斜45°放置组成2x2天线阵列，四个阵元之间等间距排布，馈电方式采用底部馈电，方便与馈电网络连接。图4.1天线阵模型天线阵的端口仿真结果如下，在频带范围（3.4GHz至3.6GHz）中，各端口的驻波比都小于1.65，且各端口间的隔离程度都超过17dB。图4.2电压驻波比图4.3端口隔离度图4.4端口控制图4.4是天线端口激发的幅度和相位，当端口1,3,5,7执行相同幅度和相位的激励馈送，其它端口无激发，并获得图4.5中所示的天线方向，其增益可达13.3dB；通过改变两个端口的相位差，可以使一个方向图发生变化。天线最大辐射方向偏移30°，增益为12.8dB，如图4.6所示。（a）3D方向图（b）E面和H面图4.5零相位差方向图（a）3D方向图（b）E面和H面图4.6相位差为105°的方向图4.2天线馈电网络级联仿真上一章对移相器和功分器进行了仿真，通过对所设计的移相器与功分器进行级联模拟，形成完整的天线馈电网络。将移相器与功分器的四个输出端连接起来，建立了一个电路模型，并对其进行了串联模拟，并给出了图4.7中的模拟结果。图4.7馈电网络级联仿真模型天线馈电网络的仿真结果如下，分别表示了以频率为横坐标和电压为横坐标下的仿真结果。（a）输入端口回拨损耗（b）插入损耗（c）隔离度（d）输出端口回波损耗图4.8不同电压下，随频率的仿真结果图4.8是在横轴上的频率，并且具有0V、5V、10V、15V、20V，馈电网络随频率变化仿真结果，在3.4GHz~3.6GHz频率内不同电压下输入端的回波损失都在-20dB以下，插入损失在-6.7dB到-7.7dB，插损波动在1dB以下，在输出端的回波损失都在-20dB以下，每个输出端的隔离程度都在30dB以上。（a）输入端口回波损耗（b）插入损耗（c）相位随电压变化（d）输出端口回波损耗图4.93.5GHz频率下，随电压的仿真结果图4.9是在3.5GHz频率下，以电压作为横坐标，在0-20V范围内改变电压的模拟结果，其输入端的回声损失小于-20dB；在-6.7dB到-7.7dB之间的插入损失范围；在0~20V之间，相位在-165~45度之间，偏移范围为210度；在输入端，其回波损失在-30dB以下。4.3天线馈电网络实物测试馈电网络和天线共用一个地平面/反射板，采用底馈进行馈电。根据天线阵元的间距来对馈电网络的制版布局进行调整，最终馈电网络版图如图4.10所示，红色部分为金属通孔，通过该通孔与天线相连接；两个十字处分别为天线两个正交极化的馈电输入口；为了防止走线干扰，蓝色微带线布线在馈电网络反面，同时对其电长度进行了仿真，使得从输入端口到四个输出端口的相位相等。图4.10馈电网络版图通过仿真软件对设计的四元天线阵的模拟和分析了辐射特性；对馈电网络进行级联仿真，并结合天线的馈电位置绘制出馈电网络的版图和处理试验，测试结果在3.4GHz~3.6 GHz当频率范围从0-20V改变时，其回声损失低于-15dB，而插入损失在7.5dB到9.5dB之间，相位变化范围达到210°；最后将天线单元按阵列仿真