《高频电子线路》课件第四章

第四章4.1概述4.2调幅信号的分析4.3幅度调制电路4.4幅度信号的解调电路4.5混频原理与分析4.6混频电路4.7混频干扰

4.1概述幅度调制简称调幅,是指用基带信号控制载波信号幅度的调制方式。调幅是最古老的信号调制方式之一,是莫尔斯电码通信后人类通信方式的一次革命性进步,历史上最早的无线电广播就是采用幅度调制方式进行发送的。调幅广播始于1906年由美籍加拿大发明家费森登建立的实验,直到第一次世界大战成为地方性的广播电台。在接下来的十年获得了巨大发展,第一家商业调幅电台始于1920年。一百多年后,在某些传统的通信系统中仍然广泛地使用着模拟信号的幅度调制。学习幅度调制是理解各种现代高级调制技术的基础,本章将介绍常见的模拟调幅方式与解调方式,同时对混频的原理及电路进行介绍。

4.2调幅信号的分析4.2.1普通调幅普通调幅波(AmplitudeModulation,AM)的出发点很简单,就是用需传送的信息uΩ(t)去控制高频载波的振幅,使调制以后的信号的幅度随基带信号uΩ(t)的变化而线性变化。(4-1)我们将u'm(t)称为包络函数。式(4-1)中,ka为比例系数,表示调制信号对载波信号控制的强弱一般情况下,通常都满足ωc≫Ω,则普通调幅波的数学表达式是(4-2)

(4-3)调幅指数

取决于基带信号与载波信号之间的大小比例关系。式(4-3)就是单频调制时的普通调幅波的表达式。从基本的表达式来看,要实现调幅功能的关键是完成载波信号与基带信号的相乘,也就是说需要有一个乘法器。因为乘法器是典型的非线性器件,所以调幅电路肯定是一个非线性电路

由标准调幅信号的表达式可知,包络的最大值Ummax(波峰)和最小值Ummin(波谷)分别为(4-4)(4-5)(4-6)显然,式(4-6)也给出了一种测量调幅系数的方法,在实际中有着广泛的应用。可以看出,调幅系数的大小决定了信号波峰和波谷的大小。特别要注意,当ma>1时,波谷位置会小于零,显然此时信号的包络会产生失真,这种情况称为过调制。对于采用包络解调的通信系统来说,这是需要避免的问题。

对式(4-3)用三角函数公式展开为

(4-7)可见,单频信号的调幅波由三个频率分量组成,即载波分量ωc、上边频ωc+Ω、下边频ωc-Ω,其频谱如图4-2所示。因此从频域的角度看,模拟调幅完成了将基带信号的频谱线性搬移到载波频率的两侧,所以模拟调幅也被称为线性调幅。

实际应用中的基带信号都是包含多个频率的复杂信号,但其频谱结构应该是相同的,中心位置是载波,上、下两个边带对称分布。

由上面的分析可知,对于普通调幅信号而言,调制后信号的带宽等于原基带信号频带宽度的两倍,即(4-8)为了研究调幅波中各个频率分量的功率关系,通常将调幅波电压加在电阻R两端。以单频调幅信号为例,电阻R消耗的各频率分量对应的功率可表示如下:

(1)载波频率:

(4-9)(2)每个边频功率:

(4-10)(3)基带信号一个周期内的平均总功率:

(4-11)

4.2.2抑制载波的双边带调幅和单边带调幅

由前面的分析可知,载波只是运载信息的工具,不包含有用信息,却占用了较大的功率。为了减少不必要的功率浪费,提高功率利用率,可以只发射上、下边频,而不发射载波,这种调制方式称为抑制载波的双边带调幅(DoubleSideBand,DSB),其数学表示式为(4-12)

因为双边带信号不包含载波,它的全部功率都为边带占有,所以发送的全部功率都载有信息,功率有效利用率高于AM制。因为两个边带的任何一个边带已经包含调制信号的全部信息,所以可以进一步把其中的一个边带抑制掉,而只发射一个边带,这就是单边带调幅波,用SSB表示,其数学表示式为(4-13)(4-14)

4.3幅度调制电路4.3.1低电平调幅电路

1.单二极管开关状态调幅电路

当有两个大信号(其中一个是小信号,另一个是大信号)叠加于一个二极管上时,二极管的导通或截止将完全受大振幅电压信号的控制,此时可近似认为二极管处于一种理想的开关状态。利用这一点就可以实现将两个信号相乘,从而达到调幅的目的。最简单的电路如图4-4所示,输入信号u1是小信号,控制信号(参考信号)u2是大信号,两个信号相加作用在非线性器件二极管上。

忽略输出电压uo对回路的反作用,加在二极管两端的电压uD为

(4-15)二极管可等效为一个受控开关,其特性可以近似用折线处理,如图4-5所示。我们假设二极管在导通区电导为gD,控制电压是uD,回路电流为(4-16)

由前述已知u1≪u2,可认为二极管的开关状态主要由u2控制,可得(4-17)一般情况下,二极管的导通门限电压Up较小,有U2≫Up,进行近似分析时可以忽略Up(也可在电路中加一固定偏置电压E,用以抵消Up的影响,在这种情况下,uD=E+u1+u2),式(4-17)可进一步写为(4-18)由于u2=U2cosω2t,根据余弦函数的特性,故有

(4-19)(4-20)(4-21)

图4-6所示为u2与K(ω2t)的波形图。由图可见,这是一个单向开关函数。由此可见,在前面的假设条件下,二极管电路可等效为一线性时变电路,其时变电导g(t)为(4-22)(4-23)

2.二极管平衡调幅电路

前面的单二极管调幅电路虽然可以完成将两个信号相乘,但没用的频率成分太多,对后级电路的滤波功能要求太高,实现起来会有很大难度。我们需要改进电路以尽可能地减少没用的频率分量。图4-7(a)是二极管平衡电路的原理电路,它包括了两个性能一致的二极管及中心抽头变压器T1、T2。其基本简化原理图可由图4-7(b)来表示。

与单二极管电路的条件相同,二极管处于大信号工作状态,二极管主要工作在截止区和线性区,二极管的伏安特性可用折线近似U2≫U1,二极管开关主要受u2控制。若忽略输出电压的反作用,则加到两个二极管的电压uD1、uD2分别为由于加到两个二极管上的控制电压u2是同相的,因此两个二极管的导通、截止时间是相同的,其时变电导也是相同的。由此可得,流过两管的电流i1、i2分别为(4-24)(4-25)(4-26)(4-27)

电流i1、i2在T2次级产生的电流分别为

但两电流流过T2的方向相反,在T2

中产生的磁通相消,故次级总电流iL应为(4-27(a))(4-27(b))(4-28)(4-29)

将开关函数的傅里叶展开式代入,可得

(4-31)如果考虑电阻RL对二极管电流的影响,则要用包含变压器视在电阻的总电导来代替gD。如果T2次级所接负载为宽带电阻,则初级两端的视在电阻为4RL,对i1、i2各支路的电阻为2RL,此时:

(4-30)

3.二极管环形电路

图4-8(a)为二极管环形电路的基本电路,与二极管平衡电路相比,只是多接了两只二极管VD3和VD4,四只二极管方向一致,组成一个环路,此电路也称为二极管双平衡电路。图4-8(b)、(c)分别为载波信号正半周和负半周时的等效电路。二极管环形电路的分析条件与单二极管电路和二极管平衡电路相同。平衡电路1与前面分析的电路完全相同。根据图4-8(a)中电流的方向,平衡电路1和2在负载RL上产生的总电流为(4-32)(4-33)

(4-34)由此可见,K(ω2t)、K(ω2t-π)为单向开关函数,K'(ω2t)为双向开关函数,且有

(4-35)(4-37)(4-36)(4-38)

当u1=U1cosω1t时,有

(4-39)

4.3.2高电平调幅电路

1.集电极调幅电路

将低频调制信号u(t)与丙类放大器的直流电源相串联,放大器的有效集电极电源电压等于两电压之和,它随调制信号的变化而变化。图4-10中的电容器是高频旁路电容,它的作用是避免高频电流通过调制变压器的次级线圈以及电源,因此它对高频相当于短路,而对调制信号相当于开路。

对于丙类高频功率放大器,当基极偏置UBB,激励高频信号电压振幅UBm和集电极有效回路阻抗Rp不变,只改变集电极有效电源电压时,集电极电流脉冲在欠压区可认为不变。而在过压区,集电极电流脉冲幅度将随集电极电源电压变化而变化,因此集电极调幅必须工作在过压区。

设基极激励信号电压为

则基极瞬时电压为

集电极调制信号电压为

则集电极有效电源电压为

(4-40)(4-41)(4-42)(4-43)(4-44)

在线性调幅时,集电极有效电源所提供的集电极电流的直流分量和集电极电流的基波分量成正比,当(4-45)(4-46)(4-47)

2.基极调幅电路

基极调幅电路的基本原理是利用丙类功率放大器在电源电压UCC、输入信号振幅Ubm、谐振电阻Rp不变的条件下,在欠压区改变UBB,其输出电流随UBB变化这一特点来实现调幅的,如图4-11所示。其中,LB1是高频扼流圈,LB为低频扼流圈,C1、C3、C5为低频旁路电容,C2、C4、C6为高频旁路电容。基极调幅与谐振功放的区别是基极偏压随调制电压变化。

由于基极电路电流小,消耗功率小,故所需调制信号功率很小,调制信号的放大电路比较简单,这是基极调幅的优点。但因其工作在欠压状态,故集电极效率低是其一大缺点。基极调幅一般只用于功率不大、对失真要求较低的发射机中;而集电极调幅效率较高,适用于较大功率的调幅发射机中。

4.3.3单边带信号的产生

1.滤波法

在产生抑制载波的双边带信号的基础上,去掉一个边带,只让一个边带发射,常用的方法是滤波法和移相法。滤波法的实现方框图如图4-13所示。

2.移相法

另一种产生单边带信号的方法是利用移相器使不需要的边带互相抵消,但保留所需边带,该法称为移相法,如图4-14所示。

4.4幅度信号的解调电路4.4.1幅度信号解调的基本原理从具体的实现方式看,有两类解调方法,分别为同步解调和包络解调。对于同步解调,在解调端需要使用一个与发送端载波同频同相的信号,所以一个良好的载波恢复电路显得至关重要,而这往往也是电路实现中的难点;包络解调也称为包络检波,不需要载波恢复的过程,因而电路简单,易于实现。检波器是频谱搬移电路,所以检波器的组成中非线性器件是核心元件,同时用低通滤波器滤除无用频率分量,取出原基带信号的频率分量。

图4-15

4.4.2检波器的主要性能指标

1.电压传输系数Kd

电压传输系数又称为检波效率,用Kd表示,用来表示检波器对高频信号的解调能力。若检波器输入为高频等幅波,其振幅为Uim,而输出直流电压为UΩm,则检波器的电压传输系数(4-48)若检波器输入为高频调幅波,其包络振幅为maUim,而输出低频电压振幅为UΩm,则检波器的电压传输系数(4-49)

2.输入电阻Ri

检波器的输入电阻Ri是指从检波器输入端看进去的等效电阻,用来表示检波器对前级电路的影响程度。Ri为输入高频等幅波的电压振幅Uim与输入高频脉冲电流中基波振幅Iim之比,即(4-50)

4.4.3同步解调

1.用模拟乘法器实现的同步检波

(1)当输入ui(t)为普通调幅波,即ui(t)=Uim(1+macosΩt)cosωct时,同步载波信号ur(t)=Urmcosωct,即本地载波与输入信号的载波同频同相,这也是同步解调名称的由来。显然,乘法器的输出电压为(4-51)可以看出,uz(t)中含有直流分量以及Ω、2ωc、2ωc+Ω共四个频率分量,经过低通滤波器LPF后滤去高频分量,再经隔直电容后,就得到:

(4-52)该检波器的电压传输系数(4-53)(2)当输入ui(t)为双边带调幅波,ui(t)=maUimcosΩtcosωct时,有

(4-54)

(3)当输入ui(t)为单边带调幅波(4-55)(4-56)由式(4-49)得该检波器的电压传输系数

2.叠加型同步检波器

叠加型同步检波器的工作原理是将抑制载波双边带调制信号uDSB(t)与同步信号ur(t)叠加,得到一个普通调幅波,然后经过包络检波器,解调出调制信号,其电路模型及基本结构如图4-18所示。

3.参考信号的频率和相位偏差对检波的影响

上面我们分析同步检波器的工作原理时,都假定本地参考电压ur(t)与原载波同频同相,即保持严格的同步。若ur(t)与载波不能保持严格同步,即存在频偏Δω、ΔΦ,则将对检波器有何影响呢?

(1)ur(t)与载波同频不同相,即(4-57)(4-58)

(2)ur(t)与载波不同频同相,即

(4-59)(4-60)(3)ur(t)与载波不同频、不同相,即

(4-61)(4-62)

4.同步信号的产生方法

(1)若输入信号器为普通调幅波,则可将调幅波限幅去除包络线变化,得到的是角频率为ωc的方波,用窄带滤波器取出ωc成分的同步信号。

(2)若输入信号器为双边带调幅波,则将双边带调制信号ui(t)取平方ui2(t),从中取出角频为2ωc的分量,经二分频将它变为角频率为ωc的同步信号。

(3)若输入信号器为发射导频的单边带调幅波,则可采用高选择性的窄带滤波器,从输入信号中取出该导频信号,导频信号放大后就可作为同步信号。如果发射机不发射导频信号,则接收机就要采用高稳定度晶体振荡器产生指定频率的同步信号。

为了保证同步检波器不失真地解调出幅度尽可能大的信号,参考电压应与输入载波同频同相,即实现二者的同步。在实际工作时,二者的频率必须相同,但允许有很小的相位差。如果是电视图像信号,则也会有明显的相位失真,这一点要注意。

4.4.4包络检波

一般来说,调幅信号的解调过程也称为检波,实现该功能的电路称为检波器,这是传统收音机中最重要的电路。从原理上讲,检波仍然是一种频谱搬移过程,要从包含调制波信息的已调波中还原出调制波信息,必须要有非线性器件,使之产生新的频率分量,并把高频分量滤除。因此,振幅检波器的组成框图如图4-19所示。

1.检波器的作用和组成

以普通调幅信号为例,分别从频谱和波形来理解检波的原理,画出检波前和检波后信号的频谱,如图4-20所示。

(1)当输入为高频等幅信号时,输入、输出信号波形如图4-21所示。

(2)当输入为单频正弦信号调制的普通调幅波时,输入、输出信号波形如图4-22所示。

目前应用最广的是二极管包络检波器(集成电路中多采用三极管射极包络检波器),这是最基本的包络检波器,只需要一个二极管加几个无源器件即可,适用于普通调幅波的检波,成本低廉,其电路如图4-23所示。

2.工作原理的分析

图4-24所示为二极管峰值包络检波器的工作波形。由图4-23可以看出,二极管两端的电压uD(t)=ui(t)-uo(t),由于ui(t)是大信号,所以uo(t)也很大,其反作用不能忽略。当uD(t)>0时,二极管导通;当uD(t)<0时,二极管截止。RL和CL并联,所以检波器的输出电压uo(t)就是电容CL两端的电压。

1)输入ui(t)为高频等幅波

设ui(t)=Uimcosωct,且在t=0时CL上没有电荷,即uo(t)=0。这时uD(t)=ui(t)-u0(t)>0,二极管导通,有电流iD,CL被充电,充电时间常数为τ=rdCL,由于rd很小,所以电容充电非常快,其uo(t)上升很快,如图424(a)所示,该曲线非常陡峭。当曲线上升到“1”点时,两曲线相交于这一点,就表明uo(t)=ui(t),则uD(t)=0,二极管处在临界状态。当过“1”点,ui(t)有下降趋势,则uD(t)=ui(t)-uo(t)<0,二极管截止,CL放电,放电时间常数τ=RLCL,其值比较大,所以电容放电非常慢,其uo(t)下降很慢,如图4-24(a)所示,该曲线比较平缓。当曲线下降到“2”点时,两曲线相交于这一点,就表明uo(t)=ui(t),则uD(t)=0,二极管处在临界状态。当过“2”点后,ui(t)有上升趋势,则uD(t)=ui(t)-uo(t)>0,二极管又导通,有电流iD,CL被充电。如此反复,由于充电快,放电慢,因此在很短时间内就达到充放电的动态平衡。此后,uo(t)便在平均值uo(av)=Uo

上下按频率fc作锯齿状的小波动(低通滤波器非理想导致在CL两端产生的残余高频电压)。如果RLCL≫Tc(Tc为高频等幅波ui(t)的周期),则CL放掉的电荷量很少,因此uo(t)的锯齿波动很小,一般可以忽略,uo(t)的波形近似是ui(t)的包络,如图4-24(b)所示。此时,uo(t)≈Uo≈Uim,即检波效率近似接近1

2)输入ui(t)为单频普通调幅波

设ui(t)=Uim(1+macosΩt)cosωct,检波器的工作过程与高频等幅波输入时很相似,只是随着ui(t)幅度的增大或减小,uo(t)也作相应的变化。因此uo(t)将是与调幅包络相似的有小锯齿波动的电压,如图4-25(a)所示,忽略锯齿小波动后,其波形如图4-25(b)所示。因此输出电压

3.主要性能分析

1)电压传输系数Kd

当输入为高频等幅波时,电压传输系数为

当输入为单频普通调幅波时,电压传输系数为

(4-63)(4-64)

2)输入电阻Ri

当检波器输入为高频等幅波,即ui(t)=Uimcosωct时,检波器输入功率Pi=U2im/(2Ri),输出功率Po=U2om/RL(直流功率),输入功率一部分转换为输出功率,另一部分消耗在二极管的正向电阻上,此消耗功率很小,可忽略,则Pi≈Po,而由于uo(t)≈Uim,可得U2im/(2Ri)≈U2im/RL,故得(4-65)

4.检波器的失真

1)非线性失真

原因:二极管的伏安特性显然不是理想的,那么必然会引起非线性失真,当信号幅度较小时,总体看失真并不明显。

克服措施:适当增大RL,可使这种非线性失真减小。

2)截止失真

原因:前面的分析中都把二极管看成了理想开关器件,而实际的二极管都存在一个很小的导通电压,只有输入信号幅度大于这个导通电压时检波器才会工作,当输入调幅波的振幅小于二极管导通门限电压时,引起截止失真。

克服措施:使Uim(1-ma)>Uon,则可避免截止失真,尽量使用导通门限电压小的锗二极管。

3)频率失真

原因:由于检波负载电容CL和隔直电容Cc的取值不合理引起的。CL的作用是旁路高频分量,若值太大,则其容抗值很小,将使有用的低频分量受到损失,引起频率失真Cc的作用是隔直流、通低频分量,若值太小,则其容抗值很大,将使有用的低频分量受到损失,引起频率失真。

克服措施:CL≪1/(RLΩmax)和Cc≫1/(Ri2Ωmin),则可避免频率失真。

4)惰性失真

检波负载RL、CL越大,CL在二极管截止期间的放电速度就越慢,则电压传输系数越大,高频滤波能力越强。但RL、CL取值过大,将会导致二极管截止期间电容CL对RL的放电速度太慢,这样检波器的输出电压就跟不上包络的变化,从而产生了惰性失真。图4-26所示为包检波器惰性失真波形。

由图4-26可以看出,在t1时刻,CL上电压的下降速度低于调幅波包络的下降速度,使下一个高频正半周的最高电压仍低于此时CL的两端电压uo(t),二极管截止,则uo(t)不再按调幅波包络变化,而是按CL对RL的放电规律变化,直到t2时刻,ui(t)的振幅才开始大于uo(t),检波器才恢复正常工作。这样,在t1～t2期间产生了惰性失真。

克服措施:为了避免产生惰性失真,二极管必须在每个高频周期内导通一次,则要求电容CL的放电速度大于或等于调幅波包络下降的速度,即(4-66)式(4-66)表明,ma和Ω越大,包络下降速度就越快,则避免产生惰性失真所要求的RLCL值也就越小。在多频调制时,ma和Ω应取最大值。

5)负峰切割失真

检波器的输出端经隔直电容Cc接到下一级的输入电阻Ri2,要求Cc的容量大,才能传送低频信号,则Cc两端存在直流电压Uo≈Uim,基本不变,其极性为左正右负,可以把它看成一直流电源。这个直流电源给RL分得的电压为(4-67)此电压极性为上正下负,相当于给二极管加了一个额外的反向偏压。当RL≫Ri2时,URL就很大,这就可能使输入调幅波包络在负半周最小值附近的某些时刻小于URL,则二极管在这段时间就会截止。电容CL只放电不充电,但由于CL容量很大,其两端电压放电很慢,因此输出电压uo(t)=URL,不随包络变化,从而产生失真。如图4-27所示,在t1～t2期间产生了失真,由于这种失真出现在输出低频信号的负半周,其底部被切割,故称为负峰切割失真。

为了避免产生负峰切割失真,必须使输入调幅波包络的最小值Uim(1-ma)>URL,即得令检波器的直流负载为RL,低频交流负载为RΩ,则RΩ=RL∥Ri2,即(4-68)(4-69)克服措施:使Ri2较大,RΩ≈RL。

图4-28

4.5混频原理与分析

4.5.1混频器的基本原理与作用在混频前后,信号的频谱内部结构(即各频率分量的相对振幅和相互间隔)和调制类型(调幅、调频还是调相)保持不变,改变的只是信号的载频。通俗地说,混频前后信号的中心频率搬移,但包含的信息不变,具有这种作用的电路称为混频器。由于混频器前后信号的频率不同,因此显然不能使用线性电路实现这个功能。一个典型的混频器的组成如图4-29所示。

由图4-30可以看出,经过变频,输出的中频调幅波与输入的高频调幅波的包络形状完全相同;从频谱上看,混频前后的频谱结构完全相同,只是中心频率的位置发生了改变。一般在接收机中的混频器称为下混频器,而在发射机中的混频器称为上混频器。

与幅度调制的原理类似,能够实现混频的核心电路(以接收机为例)也是一个乘法器,如图4-31所示。

与幅度调制的原理类似,能够实现混频的核心电路也是一个乘法器。以接收机为例,系统基本结构如图4-31所示,信号在经过混频器之后的频谱结构如图4-32所示。

us(t)和ui(t)经过非线性器件的作用后,电流中含有多个组合频率分量,用fK表

示,则(4-70)fK中含有差频(fi-fs),经过带通过滤波器后,选出差频信号,滤出其余频率分量,可得到

4.5.2混频器指标介绍

1.工作频率

混频器是典型的多频率工作器件,除了输入信号的工作频率外,还应注意本振和中频频率的应用范围。

2.噪声系数

从严格意义上讲,混频器是一个非线性器件,不适合用噪声系数这个概念。但考虑到混频器前后信号的线性频谱搬移特性,我们也可以将噪声系数的定义用在混频器中。但混频器中存在多个频率,是多频率多端口网络。为适应多频率多端口网络的噪声分析,噪声系数定义为F=Pno/Pso,与第5章的常规定义有所不同。Pno是当输入端口噪声温度在所有频率上都是标准温度(即T0=290K)时,传输到输出端口的总噪声资用功率。Pno主要包括信号源热噪声、内部损耗电阻热噪声、混频器件电流散弹噪声及本振相位噪声。Pso为仅有有用信号输入时在输出端产生的噪声资用功率。

3.混频增益(损耗)

混频器的损耗定义为混频器中频输出端信号功率与输入端口的信号功率之比。损耗主要由电路失配损耗、二极管的固有的结损耗及非线性导致的损耗等引起;增益则一般是由三极管提供的。现代通信系统中很多混频器能够提供一个较高的混频增益,可以减少后级中频放大器的增益需求。

4.1dB压缩点

在正常工作情况下,输入信号都是远小于本振信号的,此时中频输出将随输入信号线性变化。当输入电平增加到一定程度时,中频输出随输入增加的速度会减慢,混频器将出现饱和。中频输出偏离线性位置1dB时的输入功率称为混频器的1dB压缩点。对于结构相同的混频器,1dB压缩点取决于本振的功率大小和晶体管电路的特性。

5.动态范围

动态范围是指混频器正常工作时的信号输入功率范围。其下限因混频器的应用环境和噪声系数不同而异,其上限则受输入功率饱和所限,通常对应混频器的1dB压缩点,其定义与放大器的1dB压缩点相同。

6.三阶交调

如果有两个频率相近的高频信号fs1、fs2和本振fLO一起输入到混频器,则由于混频器的非线性作用,将产生交调,其中三阶交调可能出现在输出中频附近的地方,落入中频通带以内,造成干扰。通常用三阶交调抑制比来描述,即有用信号功率与三阶交调信号功率的比值,常表示为dBc。

7.隔离度

隔离度定义为输入信号泄漏到其他端口的功率与输入功率之比,常以dB为单位。混频器的隔离度是指各频率端口间的相互隔离,包括本振与输入信号、本振与中频、输入信号与中频之间的隔离。

8.本振功率

混频器的本振功率是指最佳工作状态时所需的本振功率。原则上,本振功率增大,动态范围扩大,线性度改善不过也会增加本振电路的输出负担,在电路设计时需要综合考虑。

9.端口驻波比

端口驻波比直接影响混频器在系统中的使用,它是一个随功率、频率变化的参数,取决于端口之间的阻抗匹配状态。

4.6混频电路4.6.1概述

根据前面的分析,混频电路的本质就是一个频谱搬移电路,其实现的手段就是利用乘法器。根据乘法器件的不同,可以分为有源混频器和无源混频器两类。对于有源混频器而言,最主要的非线性器件是双极型或者MOS型晶体管;而在无源混频器中,主要元件是一个或多个二极管。它们都可以实现从高频、VHF、UHF到微波频率的混频功能。在频率较高的场合,无源混频器更容易实现。

图4-33和图4-34分别给出了典型的有源和无源混频器。当然,本章前面的幅度调制电路,在某种情况下也可以作为混频电路使用。

图4-33给出的有源混频器比较简单,仅有一个MOS管,输入信号从耦合变压器进入加载到MOS管的栅极上。由于MOS管的栅极输入电阻比较大,因此需要在输入端进行匹配。耦合变压器由一个中心抽头的电感组成,可以起到阻抗转换的作用。在MOS管漏极上,用一个电感和三个电容组成一个输出阻抗匹配网络。

图4-34所示的无源混频器的核心是四个二极管。一般来说,这四个二极管是封装在一起的。可以假设这四个二极管都是理想的,此混频器的性能很大程度上取决于这四个二极管性能的一致性。输入信号和本振信号都通过变压器耦合进入到这四个二极管中,输入信号和本振信号必须尽可能地保持差动输入状态。两个变压器在此起着巴伦的作用,将单端输入信号转换为差动输入信号,同时也能够进行阻抗匹配。在RF变压器的中心抽头上是中频输出,T形输出匹配网络包括了一个电容和两个电感。

在两次变频的便携式通信系统中,在输入信号和本振信号进入混频器之前往往需要使用带通滤波器,杂散分量很大程度上可以被滤除。在这些地方常会使用螺旋滤波器。图4-35和图4-36分别给出了带有用螺旋滤波器做带通滤波器的有源和无源混频器。这些滤波器往往是可调的。出于产品成本和体积的考虑,现在很多场合都采用了SAW滤波器,不过在Q值、插入损耗和带宽参数上螺旋滤波器的性能更好一点。

表4-1给出了图4-35所示的有源混频器和图4-36所示的无源混频器的基本性能比较,在具体使用时可以根据实际需要选择混频器的类型。对于有源混频器而言,必须有两个带有中心抽头的变压器;对于无源混频器,二极管的一致性是决定其性能的重要因素。

4.6.2无源混频器

1.最简单的无源混频器

如图4-37所示,一个二极管和一个变压器构成了最简单的混频器。混频器的基本工作原理是基于二极管的二阶非线性特征,即(4-71)

(4-72)(4-73)

2.双平衡四个二极管混频器

图4-38给出了一个典型的由四个二极管构成的双平衡混频器,其中核心的部分是四个二极管。RF端口的变压器将输入RF信号耦合进入二极管,本振端口的变压器将本振信号耦合进入二极管。由分析可知:(4-73(a))(4-73(b))(4-73(c))(4-73(d))

流经负载的电流iL是由以上四个电流决定的,即

(4-75)经过化简,省略高阶项后可以得到

分析可知,图4-38所示的双平衡混频器的性能取决于:

(1)二极管的非线性特征;

(2)本振注入信号;

(3)射频输入信号;

(4)频率。

4.6.3有源混频器我们以一个单端单器件有源混频器为例,如图4-39所示,这是一个采用MOSFET的简单有源混频器电路图。图4-39中,高频信号匹配输入到MOSFET的栅极,本振信号通过变压器注入到MOSFET的源极,输出中频信号通过一个π形阻抗匹配网络由MOSFET管漏极耦合输出。

在这个电路的设计中,阻抗匹配是最重要的设计步骤,在实际中往往需要借助计算机工具进行综合分析。