【《LTE下行链路基带仿真系统模型分析案例概述》2500字】

LTE下行链路基带仿真系统模型分析案例概述目录TOC\o"1-3"\h\u3732LTE下行链路基带仿真系统模型分析案例概述 1164471.1实验平台 1239571.2模型搭建 1193951.3抗多普勒频移仿真 7222981.3.1巡航高仰角阶段仿真 7312641.3.2巡航低仰角阶段仿真 11117441.3.3泊停阶段仿真 131.1实验平台LTE系统所含知识系统极其驳杂，例如维也纳大学所发布的LTE下行链路仿真系统（1.6）中，基础的流程函数定义了200余个。故个人很难独立完成LTE下行链路基带仿真系统模型的搭建。在此文中，我们使用了matlab中的LTE工具箱及其自带函数进行了系统搭建，大大简化了仿真难度。Matlab是美国MathWorks公司出品的商业数学软件，其可用于数据分析、深度学习、无线通信等领域。MATLAB是matrix（矩阵）和laboratory（实验室）两个词的组合，原因是在matlab中，数据的处理和运算均基于矩阵。1.2模型搭建此部分内容均基于3GPP协议TS136系列与matlab相关函数文件定义，故不再进行相关文献标注。1.空资源网格的生成，用于下一步各个物理信道的映射。图5-1空资源网格横轴为OFDM符号索引，纵轴为子载波索引，Z轴为信号强度，此处为-40dB,即衰减10000倍，即此时信号强度近似看为0，为空资源网格。此资源网格配置为6个RB（72个子载波），普通循环前缀，FDD模式，图示为第一个子帧（14个OFDM符号）。2.CRS的生成及映射。图5-2CRS符号图5-3CRS的映射由PCI小区扰码指定映射规则与映射指标，按映射指标映射入资源网格。3.PSS+SSS的生成及映射。图5-4PSS+SSS的映射4.获取MIB，生成PBCH复信号及映射到PBCH。图5-5PBCH复信号的映射1.获取CFI，生成PCFICH复信号及映射到PCFICH。图5-6PCFICH复信号的映射6.进行DCI配置，生成PDCCH复信号及映射到PDCCH。图5-7PDCCH复信号的映射7.生成用户数据，然后生成PDSCH复信号及映射到PDSCH上。图5-8用户数据采用QPSK调制图5-9用户数据采用16QAM调制8.生成HACK指标，生成PHICH复信号及映射到PCHICH。图5-10PHICH复信号的映射至此，完成LTE下行链路模型的搭建1.3抗多普勒频移仿真接下来我们基于LTE下行链路仿真系统进行航空信道的抗多普勒频移仿真。LTE系统配置：带宽为1.4MHz（6个RB）、FDD模式、普通循环前缀、PCI=1、PDSCH的调制方式选择16QAM。1.3.1巡航高仰角阶段仿真信道配置：单径高斯信道（莱斯因子为40）、时延为0、高斯噪声易于去除，为了便于观察分析，此处设高斯噪声为0dB。此阶段内，多普勒频移在±1477内变化，故取多普勒频移750Hz。抗多普勒技术采用基于循环前缀的时频同步算法。对资源网格进行调制获得OFDM符号，OFDM符号经过衰落信道后，被接收机接收并解调，获得衰落后的资源网格。

图5-11经过单径高斯信道的资源网格三视图图5-12经过单径高斯信道的资源网格时域图此信道下，一定量的多普勒频移导致了时间选择性衰落，由公式：T=式中，T为符号周期，N为IFFT点数，Ng为CP点数，Ts为采样周期，也即采样频率的倒数。此程序中，配置N=128，而相干时间为多普勒频移的倒数，可得其为1333us。符号周期小于相干时间，为时选慢衰落，体现为一个符号缓慢变化，无突变。图5-13经过单径高斯信道的资源网格频域图此信道下，无多径时延，故无频率选择性衰落，但多普勒频移导致了采样点的偏离,即采样点不再是某一频率的幅值最大，其他频率在该点均为0的情况，转而变为，某一频率在此处的幅值为主，其他频率在此处的幅值为辅，相互叠加而产生的或增强或削弱的频谱图。图5-14采样点偏离图解通过基于循环前缀的时频同步算法进行多普勒频移补偿图5-15时频补偿后的资源网格图通过对比各个时频位置处的信号强度，我们可以发现，此法可以很好的实现信号的恢复。1.3.2巡航低仰角阶段仿真信道配置：莱斯两径信道（直射径莱斯因子为25，衍射径莱斯因子为15）、直射径时延为0，衍射径时延为33μs、高斯噪声设为0dB，此阶段内，多普勒频移在±(1477-1500)内变化，故取直射径多普勒频移为1480Hz，取衍射径多普勒频移为1490Hz,取最大多普勒频移为1500。抗多普勒技术采用基于循环前缀的时频同步算法。对资源网格进行调制获得OFDM符号，OFDM符号经过衰落信道后，被接收机接收并解调，获得衰落后的资源网格。图5-16经过两径莱斯信道的资源网格三视图

图5-17经过两径莱斯信道的资源网格时域图此信道下，相干时间为666us，大于符号周期，为时选慢衰落。图5-18经过两径莱斯信道的资源网格频域图由相对时延33us，可以得知相干带宽为1/33us=30000Hz，而子载波带宽为15000Hz，子载波带宽小于相干带宽，所以为频选慢衰落。同时，还存在着采样点偏离，两者叠加产生了此频域衰落。通过基于循环前缀的时频同步算法进行多普勒频移补偿图5-19时频补偿后的资源网格图通过对比各个时频位置处的信号强度，我们可以发现，此信道下该法可以大致实现信号的恢复，但效果劣于高斯单径信道。1.3.3泊停阶段仿真信道配置：瑞丽信道（莱斯因子为0）、3GPP协议中所定义的ETU模型（代表着高等时延和9路多径信号）、多普勒频移5Hz。抗多普勒技术采用基于导频数据的信道估计算法，参考信号点处的信道估计选用MMSE估计法，数据位置处的信道估计选用线性插值法，均衡方法选择MMSE算法。对资源网格进行调制获得OFDM符号，OFDM符号经过衰落信道后，被接收机接收并解调，获得衰落后的资源网格。图5-20经过九径瑞丽信道的资源网格三视图图5-21经过九径瑞丽信道的资源网格时域图此时，多普勒频移极小，基本上没有时间选择性衰落。图5-22经过九径瑞丽信道的资源网格频域图此时由多径效应引起了频率选择性衰落，多路无线信号有时因为同相叠加而加强，有时因为反相叠加而减弱，从而使得总的接收信号的幅度发生了快速衰落图5-23MMSE+线性插值法下的信道频率响应的估计值用已获得的信道频率响应去进行均衡：图5-24MMSE均衡前后资源网格对比图可以发现，在采用MMSE信道估计法，线性插值法，MMSE均衡法的情况下，抗多普勒频移的效果仍然很不理想，究其原因，除了算法自身的不完善，最主要的原因就是基于导频的信道估计法并不适用于瑞丽信道这一超多径信道的抗多普勒。通过对matlab官网文件的查阅、研究，我们可以发现另一种性能极佳的信道估计/均衡法。该法先利用循环前缀进行时频同步，再将获得的时频同步值用于一个名为lteDLPerfectChannelEstimate的函数，通过此函数，我们可以获得各个时频位置的信道频率响应，