【《大功率双向DCDC变换器的探究案例概述》6800字】

大功率双向DCDC变换器的研究案例概述目录TOC\o"1-3"\h\u10417大功率双向DCDC变换器的研究案例概述 1322421.1双向半桥DC/DC变换器的研究 1296971.1.1变换器拓扑结构 1161371.1.2变换器的工作原理 1272061.1.3变换器的控制方式 7183741.1.4变换器的仿真 9176841.2三相交错双向DC/DC变换器的研究 22126561.2.1变换器拓扑结构 2237011.2.2变换器的工作原理 23256701.2.3变换器的仿真 251.1双向半桥DC/DC变换器的研究1.1.1变换器拓扑结构一般来说，非隔离类型的变化器拓扑结构有四种类型，具体结构见图2-1所示。从不同拓扑结构对比分析结果本研究主要选择的是双向半桥拓扑结构进行分析研究，具体结果见图3-1所示。图3-1双向半桥拓扑结构1.1.2变换器的工作原理1.1.2.1BUCK工作模式其主要能量的流动趋势是从高压一端向低压一端流动，在BUCK模式中双向DC/DC变换器才开始正常运作，电路主要构成部分是电感L、电感C及其Q1、续流二极管D2。其中电感Q2及其D1一直处于断开状态中。如果电路中存在较大的电感L、电容C，就可以按照能够控制开关元件Q1所在的开通及关掉刑天，能够将固定周期内[t，t+Ts]分为两个不同阶段：（1）Q1导向通顺状态。如果处于时间范围内[t，t+DTs]，这个阶段内处在开通状态的是开关元件Q1，位于反向断开形式的就是占空比二极管D2，VBAT要利用有效的电容及其电路通过电感L供电，电流能够运用储能电感将电能转变为电磁能放置在储能电感L中，图3-2（a）就是其等效电路，这个时候就会有：（a）Q1导通（b）Q1关断图3-2Buck工作模式下的等效电路（3-1）（2）Q1关断状态。如果处于时间区域范围内[t+DTs，t+Ts]，作为开关元件的Q1一直位于关闭形态，在储能中的电流并不会出现任何变化，在其两侧就会感应出和以前具有相反极性的电动势，导致续流二极管开通。这个时候一个层面电感L能够释放存储的一些能量，将其转变成为电能，供电给VBAT。另一个方面后面的电路直接供电给电容C，这样形成的等效电路见图3-2（b），这个时候就会有：（3-2）按照开关元件在开通及关掉的时候中电压及电流的相互关系，就能够知道电压及电感在固定周期范围内的平均数值：（3-3）在电容C值处于较大的时候，其VDC电压之间的变化并不大，在将上面参数直接忽略的前提下，将公式（3-1）、（3-2）代入公式（3-3）能够得到：（3-4）同样的可以得到电容电流在特定开关周期内平均数值：（3-5）在电路实现稳定的前提下，在某个特定开关周期中电容电感及电流电容的平均数值是0，这也就是：（3-6）从上述公式中能够得到降低电压斩波工作模式中稳态模型是：（3-7）1.1.2.2BOOST工作模式能量主要流动方向是流入到高压侧，流出低压侧，这就在BOOST模式中就可以实现DC/DC变换器转变，断开的是Q1，通过的是二极管D2，构建升压斩波电路是主要是Q2、续流二极管D1与电感L、C。能够利用可以控制的开关元件Q1所在的开通及关闭形状，可以将处于特定开关周期范围内[t，t+Ts]分为两个不同周期来综合处理：（1）Q2导通状态。假如在这样的时间范围内[t，t+DTs]，这样的话Q2就持续位于开通的形式，D是占空比，二极管D1是反面的断开形式，此时滤波电容就可以采用后记电路向负载供电，能够释放有关的能量，电流可以采用储存的电感转变成为磁能进行存储，其等效电路见图3-3（a）所示。这个时候就会有：（3-8）（a）Q2导通（b）Q2关断图3-3Boost工作模式下的等效电路（2）Q2关断状态。如果处于同样的时间区域[t+DTs，t+Ts]中，那么Q2开关元件就会一直处于关闭状态，存储器中电流不会出现任何改变，电容C充电过程主要由VBAT和存储电感共同实现，相应的能量也由电容C及其二极管向后面的电力提供，其等效电路见下图3-3（b）所示。此时就会出现：（3-9）按照开关元件开通及关闭的情况下电压及电流的相互关系，能够获取电感电压在特定周期范围内的平均数值：（3-10）在电感C具有较大数值的时候，就会有电压VDC较小的变化。将其上述数据忽略之后，可以将公式（3-8）、（3-9）代入公式（3-10）可得：（3-11）同样的话能够将电容电流开关周期范围内的平均数值是：（3-12）在电路处于稳定状态下，处于特定开关周期范围内，电感两侧范围内电压及流通电容器平均数值都是零，也就是：（3-13）从上述公式中能够获得降压斩波工作形态下的稳定状态模型是：（3-14）1.1.3变换器的控制方式双向DC/DC变换器主要控制形式能够按照控制变量的差异进行区分，一是电压控制方式，二是电流控制方式，三是恒流控制方式。1.1.1.1电压控制方式电压控制形式也就是电压单环控制形式，不仅包括了整个系统内部反馈量及控制电路，一般都是控制单一变量。伴随电源控制系统技术逐步改革，在上世纪中期这种控制方式较为普遍，其充分利用过流电流保护，是非常经典的单闭环反馈控制形式，其主要控制原理见图3-4所示。图3-4DC/DC变换器单环控制原理图准确对比变换器输出电压Uout及其特定的参考数值Uref，最终得出的误差电压直接通过电压控制调节器输送到比较其中，此时可以将信号当成是调制波，采用三角载波对比形式获取驱动变换开关进行开通和关闭的PWM脉冲信号。采取电压单环的分析方式，PWM占空比能够利用调节电压控制装置改变输出信号，并不限制调节范围。这种方式能够检测瞬间电压的改变趋势，减少了电压输出过程中的变化趋势，更便于调节。这种方式因为没有对变化器电流给予合理采集，所以不能对其电流进行科学检测，不能控制变换器自身功率，且单环形式对于变换器移植也不利。1.1.1.2电流控制方式电流控制形式也就是电压电流综合控制形式，双闭环控制形式中将电流内容加入其中，在电流内部换控制中输入的是电压外环输出额度，在干扰变换器的时候，电流内部及外部环进行设计过程中就能够快速进行反馈出来，减少干扰导致的电压输出偏差，且不需要分析限制电流保护对策就能够实现非常好的动态及稳态性能。电压及电流双闭环控制原理具体见图3-5所示。图3-5DC/DC变换器双环控制原理图输入电压控制器参数也就是变化器的输出电压Uout，并和参考数值进行对比，最终获得电流控制器特定的参数数值iref，将该数值和变换器进行输出的电流两者相减得出，利用电流控制装置来和控制信号相对比，利用PWM控制方式，和特定的三角波进行比对，来得到占空比D进而来调节PWM触发脉冲量，来综合控制变化器的开通及关掉。1.1.1.3恒流控制方式恒流控制形式也就是在持续保证变换器负载侧电流稳定的前提下进行综合控制，其主要原理见图3-6所示。图3-6DC/DC变换器单环控制原理图对比分析额定参考数值Iref和变换气负载所输出的电流IRout，将其得到的两者之间的差异值通过电流控制装置进行调控之后直接输送到对比器中，这时候的信号就是调制波，采用三角载波的形式对比变换器的开关及其是否采用PWM信号，利用恒流综合控制形式，PWM占空比可以转变电流控制所给予有关信息，对于其额度不会有所改变，且能够任意时刻监督负载瞬间电流的变化方式，降低输出电流具体变化方式。1.1.4变换器的仿真依据以上对变换器相关研究分析，本研究在在Simulink场景中建立了图3-1所示的双向半桥DC/DC的仿真分析模型，并分析纯电阻负载形式，具体仿真参数见表3-1所示。表3-1仿真参数表1.1.4.1双向半桥DC/DC变换器降压仿真图3-7中体现的是开环研究下仿真分析模型，具体输入及降压输出分别是400V和150V，具体波形见3-8所示。从图中能够看出，所输出的电压纹路低于百分之一，从图3-9中能够看出是滤波出现之后的电压分析波形，能够看出在150.5V稳定性最强。图3-7DC/DC变换器仿真模型图3-8DC/DC变换器输出电压图3-9DC/DC变换器滤波后输出电压图3-10中体现的是闭环控制结构过程中仿真分析模型，输入及输出给定电压分别是400V和150V，PI控制器Kp和Ki分别是5和10。具体波形见图3-11所示，从图3-11中能够看出，所输出的电压波形纹路低于百分之一点五。从图3-12中能够看出出现滤波之后的电压波形，能够看出150V是稳定性的电压。从图3-13中能够看出在降压模式中变换器电压闭环结构中负荷干扰作用下所测试的内容。150V是时间为0.4秒的时候稳定性电压，在时间为0.5的时候改变纯电阻负荷载重从10欧姆降低到5欧姆，且持续保持平衡，通过0.2秒之后又开始进行150V的稳定性电压。图3-10DC/DC变换器电压闭环控制仿真模型图3-11DC/DC变换器电压闭环控制时输出电压图3-12DC/DC变换器电压闭环控制滤波后输出电压图3-13负载扰动下的输出电压从图3-14体现的是恒流控制过程中仿真分析模型，输入及其负载参考的电流额度分别是400V和15A，PI控制器中Kp和Ki分别是0.09和8，图3-15体现的是波形图，从图3-15中能够看出，所输出的电流滤波纹路低于1%，图3-16体现的是进行滤波之后的电流分析波形，能够看出15A是最稳定的状态。从图3-17能够看出，在降压分析模式中变换器控制负载干扰测试的研究结果，在时间为0.2秒的时候15A是最稳定的输出电流，在时间为1秒的时候转变纯电阻负载从10欧姆降低到5欧姆，通过0.1秒之后又进入到15安的稳定性状态。图3-14DC/DC变换器恒流控制仿真模图3-15DC/DC变换器恒流控制时输出电流图3-16DC/DC变换器恒流控制时滤波后输出电流图3-17负载扰动下的输出电流1.1.4.2双向半桥DC/DC变换器升压仿真图3-18中体现的是控制过程中仿真分析模型，输入及升压输出分别是150V和400V，图3-19体现的是具体波形图，将其放大能够发现，所输出的电压分析纹波低于2%。图3-20体现的是出现滤波之后的电压分析纹波，能够发现400伏是稳定性电压。图3-18DC/DC变换器仿真模型图3-19DC/DC变换器输出电压图3-20DC/DC变换器滤波后输出电压图3-21体现的是电压闭环控制分析过程中仿真分析模型，输入及输出给定额定电压分别是150V和400V，PI控制器Kp和Ki分别是0.3和8。图3-22是具体波形分析图，将其放大之后能够发现，所输出的电压纹波低于5%。图3-23能够看出进行滤波之后的电压分析波形，其稳定性处于400伏左右，从图3-24中体现的是在升压模式中变换器电压处于闭环状态下负荷干扰测试，在时间为0.2秒的时候所输出的稳定性电压为400伏，在时间为0.5秒的时候处于改变纯电阻负载模式下从10欧姆一直降低到5欧姆，通过0.2秒之后重新进入到稳定性电压400V。图3-21DC/DC变换器电压闭环控制仿真模型图3-22DC/DC变换器电压闭环控制时输出电压图图3-23DC/DC变换器电压闭环控制滤波后输出电压图3-24负载扰动下的输出电压图3-25体现的是电压闭环控制分析过程中仿真分析模型，输入及输出给定额定电压分别是150V和400V，电压环PI控制器Kp和Ki分别是0.09和9。图3-26是具体波形分析图，将其放大之后能够发现，所输出的电压纹波低于1%。图3-27能够看出进行滤波之后的电压分析波形，其稳定性处于400伏左右，从图3-28中体现的是在升压模式中变换器电压处于闭环状态下负荷干扰测试，在时间为0.4秒的时候所输出的稳定性电压为401伏，在时间为0.5秒的时候处于改变纯电阻负载模式下从10欧姆一直降低到5欧姆，通过0.7秒之后重新进入到稳定性电压400V。图3-25DC/DC变换器电压电流闭环控制仿真模型图3-26DC/DC变换器电压电流闭环控制时输出电压图3-27DC/DC变换器电压电流闭环控制滤波后输出电压图3-28负载扰动下的输出电压图3-29体现的是恒流控制分析过程中仿真分析模型，输入及负载给定考虑电流分别是150V和50V，PI控制器Kp和Ki分别是0.03和8。图3-30是具体波形分析图，将其放大之后能够发现，所输出的电压纹波低于5%。图3-31能够看出进行滤波之后的电压分析波形，其稳定性处于50安左右，从图3-32中体现的是在升压过程中变换器恒流综合控制模式的测试分析结果。在时间为0.3秒的时候所输出的稳定性电流为50A，在时间为0.5秒的时候处于改变纯电阻负载模式下从10欧姆一直降低到5欧姆，通过0.3秒之后重新进入到稳定性电流50A。图3-29DC/DC变换器恒流控制仿真模型图3-30DC/DC变换器恒流控制时输出电流图3-31DC/DC变换器恒流控制时滤波后输出电流图3-32负载扰动下的输出电流1.2三相交错双向DC/DC变换器的研究1.2.1变换器拓扑结构多数情况下，单项DC/DC变换器具有非常简单的拓扑结构，控制起来简单，但也出现一些不可控的问题，特别是输出电压电流具有较大数值的纹波性，且易于对周边的电子机械产生一些信号干扰。同时在输出一些电感电流的的波纹要高于流通经过的负载电流的两倍的时候可能导致开关器元件出现大量的损耗，也就是说提升了部分电感原材料的芯片损失。为了能够处理好这些问题，将变换器从单一模式转变为多元结构，这样就可以实现磁耦合的场景，对降低电流纹波帮助性较大时，有效减少芯片能源损耗，提变换器工作成效。因此在本节研究双向半拓扑结构的基础上，利用并联完成三相交错的拓扑结构，移相之间出现120度的差距，具体电路拓扑结构见图2-33。图3-33三相交错双向半桥拓扑结构利用改变的三相拓扑形式能够减少电流电感存在的纹波幅度，且可以利用在整体输出的电流平均分批到三对桥臂之上，降低开关管之间的电流压力，能够利用多相并联结构来实现增加开关频率的效果。1.2.2变换器的工作原理立足于双向性质DC/DC变换器视角，可以按照系统应用，在确保端口极性的几次上，改变掉原来电流输送的方向，就可以有效促使能量双向流动效率，在工作过程中由于变换器自身拓扑结构差异就保证二极管在通向过程降低电压，在低压过程中就存在大电流输出的结构状态，二极管导致损失特别严重，减弱变换器工作效率，由于以上因素，本研究主要采用的是整流分析技术，能够利用MOSFET在整流器件中能够将控制的开关管取代二极管掉，功率性质的MOSFET开关也可以被称作是电场效应管，这种器件是电压控制类型，非常适宜用于低压电流大的开关作为整流组建。在亟需二极管进行开关处理的时候有效利用MOSFET确定信号源，和二极管工作原理相同，然后可以进行整流工作，降低能源损耗，提升变换器效率。且开关管功率MOSFET也同样需要关注某些问题，和双极类型晶体管存在较大差异的是因为开关管MOSFET具有较大的栅极电容，在进行通畅之前就需要首先对其进行充电处理，在电压比阈值电压要高的时候才能够进行导通，所以栅极驱动器就需要有较大的负载能力，来确保等效栅极电容在充电过程中按照要求来实现。1.2.2.1三相交错双向DC/DC变换器升压工作原理如果一直位于持续工作阶段，电路全部相对称，也就是所有路径都存在相同的占空比、电感应及其电流等，这即是占空比和0.33相对等，Q2、Q4、Q6实现轮流通顺，在一个Q2被关掉的时候，Q4没有被立即通导，也就是在特定时间内Q2、Q4就会位于关闭状态，同样道理在Q4被关掉的时候，Q6没有被立即通导，也就是在特定时间内Q4、Q6就会位于关闭状态，Q6被关掉的时候，Q2没有被立即通导，也就是在特定时间内Q2、Q6就会位于关闭状态。占空比等于0.33的时候，Q2、Q4、Q6实现轮流通顺，占空比大于0.33的时候，Q2被打开的时候，Q4首先被关掉然后被打开，也就是出现Q2被打开同时Q4被关掉的时候就会造成Q2、Q4都被打开的状态实现，同样道理在Q4被打开的时候，Q6首先被关掉然后被打开，也就是出现Q4被打开同时Q6被关掉的时候就会造成Q4、Q6都被打开的状态实现，Q6被打开的时候，Q2首先被关掉然后被打开，也就是出现Q6被打开同时Q2被关掉的时候就会造成Q6、Q2都实现被打开的状态。1.2.2.2三相交错双向DC/DC变换器降压工作原理只有控制开关管方面的差异，降压和升压工作原理大致相同，假如都在工作的时候，电路就会存在对称结构，这就是说全部的占空比，电感，电感电流等都呈现出相对一致的状态，同样会存在三种情形，一是占空比小于0.33、二是占空比等于0.33，三是占空比大于0.33。一种情况占空比小于0.33的时候，Q1、Q3、Q5实现轮流通顺，在一个Q1被关掉的时候，Q3没有被立即通导，也就是在特定时间内Q1、Q3就会位于关闭状态，同样道理在Q3被关掉的时候，Q5没有被立即通导，也就是在特定时间内Q3、Q5就会位于关闭状态，Q5被关掉的时候，Q1没有被立即通导，也就是在特定时间内Q1、Q5就会位于关闭状态。二是占空比等于0.33时，Q1、Q3、Q5实现轮流通顺。三是占空比大于0.33的时候，Q1被打开的时候，Q3首先被关掉然后被打开，也就是出现Q1被打开同时Q3被关掉的时候就会造成Q1、Q3都被打开的状态实现，同样道理在Q3被打开的时候，Q5首先被关掉然后被打开，也就是出现Q3被打开同时Q5被关掉的时候就会造成Q3、Q5都被打开的状态实现，Q5被打开的时候，Q1先被关掉然后被打开，也就是出现Q5被打开同时Q1被关掉的时候就会造成Q5、