【《并网逆变器系统设计案例》2900字】

并网逆变器系统设计案例目录TOC\o"1-3"\h\u29118并网逆变器系统设计案例 1121821.1逆变器系统分析 1207461.2逆变器数学模型 2187271.2.1dq坐标系下逆变器数学建模 2171711.2.2dq坐标系下电压电流解耦控制 419131.3滤波器设计 5227731.4电压电流双闭环设计 6104721.4.1电流环设计 7190791.4.2电压环设计 8218101.5小结 10并网电力电子器件的广泛应用对电力系统产生了深刻的影响，一方面使得电力系统的输出电压和频率具有更灵活的控制性，另一方面使得微电网能够运行在不同的电压和频率下，实现了微电网在不同场所运行的可能，本章主要是对逆变器系统进行分析和设计。逆变器系统分析三相电压源型逆变器系统如图2-1式所示，系统由主电路和控制电路两部分构成，主电路部分由恒定直流电压源、三相逆变器、滤波器构成，控制部分采用功率环、电压电流双闭环的控制方式。图2-1三相电压源型逆变系统组成图中，为直流电压源，为桥臂电压，为滤波电感电流，为滤波电容电流，为逆变器输出电压，为稳压电容，滤波器采用滤波器，分别为滤波器的滤波电容、滤波电感和滤波电感上的寄生电阻，和分别为线路电阻和电感。在功率环中，采集逆变器输出的电压和电流并计算得到逆变器输出的瞬时有功功率和无功功率，接着通过VSG控制算法得到电压外环的参考电压。在电压电流环中，首先将参考电压与电容电压值做差通过电压环传递函数得到电流环的电流参考值，接着将参考电流与电感电流做差通过电流环传递函数，最后得到驱动六个功率开关管IGBT的驱动信号。逆变器数学模型dq坐标系下逆变器数学建模在逆变器系统主电路中，以电容电压为状态变量，根据KCL定理可得到电容电压的电气方程如式(2-1)所示： (2-1)以电感电流作为状态变量，根据KVL定理可得到电容电流的状态方程如式(2-2)所示： (2-2)结合式(2-1)和式(2-2)，可得到三相旋转坐标系下逆变器的状态方程如式(2-3)所示： (2-3)由上述两式可得出，在三相静止坐标系下有三个交流变量，且两两存在耦合关系，不便分析和计算。因此通常引入Park和Clark变换将三相静止坐标系下的交流量转换为dq旋转坐标系下的两相直流量ADDINNE.Ref.{2C883D79-DAD6-474C-A819-5E9E3E894DAB}[50]。三相静止交流电压经过Park变换后变为两相静止电压，其变换矩阵和反变换矩阵如式(2-4)所示： (2-4)式中，求解变量减少，计算量减小，但状态变量仍为交流量，需要经过Clark变换变为直流量。Clark变换矩阵如式(2-5)所示： (2-5)变换过程如式(2-6)所示： (2-6)经过上式变换后可得到dq旋转坐标系下三相逆变器的状态方程如式(2-7)所示：(2-7)dq坐标系下电压电流解耦控制根据式(2-7)，可分别得到dq坐标系下电感电流和电容电压的电气方程如式(2-8)和式(2-9)所示： (2-8) (2-9)由式(2-8)可以看出，电感电流的dq轴分量相互交叉耦合，为了实现解耦控制对控制器进行设计，引入电容电压前级反馈控制算法： (2-10)式中，为PI调节器对电流环控制的比例系数，为PI调节器对电流环控制的积分系数，为逆变器增益，和分别为电流环的d轴和q轴的参考电流。将式(2-10)带入式(2-8)得到解耦后电感电流方程： (2-11)由式(2-9)可以看出，电容电压的dq轴分量相互交叉耦合，为了实现解耦控制，引入电感电流前级反馈控制算法： (2-12)式中，为PI调节器对电压环控制的比例系数，为PI调节器对电压环控制的积分系数，和分别为d轴和q轴的电压参考幅值。将式(2-12)带入式(2-9)得到解耦后电容电压方程： (2-13)综上分析，dq坐标系下三相逆变器电压电流解耦原理控制框图如图2-2所示。图2-2电压电流解耦原理控制框图滤波器设计直流电压经过逆变器会产生高频分量的正弦波，为改善输出电压质量，需要在逆变器输出端加入滤波器来滤除高次谐波。逆变器常用的滤波器有和型，在孤岛运行时，线路末端需用电容稳定电压，故采用型滤波器。由于滤波器寄生电阻很小，故在进行滤波参数设计时将其忽略。根据工程经验，截止频率应处于10倍基频和开关频率的一半之间，即： (2-14)基波频率为50，开关频率为6000，所以需满足式： (2-15)滤波器的截止频率表达式为： (2-16)滤波电感上的压降不应超过额定电压的10%，且电感电流的变化率不高于0.6ADDINNE.Ref.{1DB15C06-919F-4417-A160-D7E5D430EF41}[51]，即： (2-17) (2-18) (2-19)式中，为逆变器额定输出电流，为逆变器最大输出电流。根据滤波器的截止频率表达式可求得滤波电容： (2-20)综合考虑，滤波器截止频率取值为800Hz，滤波电感取值为1.5，滤波电容经计算取值为26.4。电压电流双闭环设计对逆变器电压的调节早期采用电压单环控制，可以较好抑制负载的扰动。但是负载变化较大时，电压单环控制下逆变器输出的电压波形产生严重畸变，其动态响应时间过长导致电压畸变无法及时调整，影响负载正常工作。目前，通常采用电压电流双闭环控制，电压环保证了逆变器的输出具有高的稳态精度，电流环保证了逆变器具有快的调节速度。电压电流环双闭环控制框图如图2-3所示。图2-3电压电流双闭环控制框图图中，逆变器增益为逆变器增益，值为400V，为电流环输入参考电流，为逆变器输出电流，控制环中采样环节等效为一阶惯性环节，为控制环的采样时间，取值为0.2。电流环设计电流内环采用瞬时电感电流反馈，可准确快速跟踪参考电流变化，抗负载扰动能力强。电流环的主要目的是提高系统的动态响应，对电流量的控制精度的要求不高，因此电流环采用比例控制。电流环控制框图如图2-4所示。图2-4电流环控制框图由图2-4可得到补偿前电流环开环传递函数为： (2-21)补偿后电流环开环传递函数为： (2-22)根据自动控制原理，采用最佳二阶系统进行参数整定，最佳二阶系统的条件为系统阻尼比为0.707，据此可得到： (2-23)电流环闭环传递函数为： (2-24)对电流环设计时需满足电流环的动态响应远远高于电压环的动态响应，所以电流环可设计为随动系统，将电流环传递函数等效为一阶惯性环节ADDINNE.Ref.{FB7599E7-9038-4A35-8E46-474124CF686D}[52]。简化后电流环闭环传递函数为： (2-25)为便于分析，令，那么： (2-26)利用Matlab绘制加入补偿器前后电流环闭环传递函数的伯德图如图2-5所示。图2-5补偿前后电流环伯德图由上图可知，在电流控制环中加入补偿器后幅值频带加宽，过渡过程时间变短，动态响应速度加快。虽然补偿后增加了一定的响应延时，但对于整体系统性能要求而言可以忽略。补偿后系统的响应速度加快，满足电流环的性能要求。电压环设计电压外环采用电容电压瞬时反馈，为电流内环提供电容电流参考值。电压环的控制要求主要是为了保证系统输出的稳态输出精度，具有较好的抗负载扰动性能。电压环的控制框图如图2-6所示：图2-6电压环控制框图由上图可得，补偿前电压环开环传递函数为： (2-27)补偿后电压环开环传递函数为： (2-28)依据式(2-28)可得到电压电流双闭环控制系统闭环传递函数： (2-29)根据自动控制原理，在频域中，电压电流双闭环传递函数的幅值为： (2-30)式(2-30)中，由于，故分子分母同除以可得： (2-31)式(2-31)中，由于分母中最高项系数非常小，故忽略最高项，得： (2-32)根据频域幅频特性，令，当趋于0时，分母趋于1，分子中各项系数趋于0，可得： (2-33)对式(2-33)求解得： (2-34)利用Matlab绘制加入补偿器前后电压环开环传递函数的伯德图如图2-7所示。图2-7补偿前后电压环伯德图由上图可以看出，加入补偿后，系统在低频段的增益有所增大，保证系统具有较好的稳态性能，在中频段，幅值曲线斜率为-20db/dec，中频带带宽增大，保证系统具有较好的动态性能，稳定裕