【《LLC谐振变换器的主电路分析与设计案例》10000字】

PAGEPAGE13PAGEPAGE20LLC谐振变换器的主电路分析与设计案例目录TOC\o"1-3"\h\u854LLC谐振变换器的主电路分析与设计案例 20219671.1LLC谐振变换器电路拓扑 20218751.2LLC谐振变换器的优点和缺点 21159501.3LLC谐振变换器与传统PWM变换器的比较 2296311.4LLC谐振变换器的工作过程分析 23159881.5LLC谐振变换器的直流增益推导 28108271.6对于归一化增益曲线的分析 3170941.7LLC谐振变换器的稳压原理 32247871.8参数设计所需要注意的问题 33237581.8.1电压调整率 331511.8.2空载运行 3384511.8.3选择开关频率 33254951.8.4确定变压器匝数比n 3368521.8.5选择Ln和Q值 33310281.8.6谐振电容Cr的最小值 3440781.8.7短路运行 34153091.8.8ZVS条件 3554991.9系统参数设计 35103051.9.1设计变压器匝数比 35106021.9.2确定增益范围 35283331.9.3选择Ln和Q 3695011.9.4计算原边交流等效电阻Rac 3635401.9.5设计谐振槽路参数 3649991.9.6验证谐振槽路的设计 37222951.9.7计算原边电流 3845701.9.8计算副边电流 3817711.9.9对于变压器的选择 38221671.9.10选择谐振电感 39159111.9.11选择谐振电容 3967011.9.12选择开关管 39191101.9.13验证ZVS条件 39137111.9.14选择整流二极管 40250991.9.15选择输出滤波器 401.1LLC谐振变换器电路拓扑LLC谐振变换器有多种结构，本次设计选择的是其中的半桥式LLC谐振变换电路，因为相比于其他结构，半桥式LLC谐振变换器有很大优点，例如拓扑简单，所用元件数少，成本低，相同指标下，半桥式LLC谐振变换器电路结构相较之下更为简单，控制稳定，易实现，大大减少了磁性元件所占空间，使得整个电路在性能几乎一样的情况下体积大大减小。本次次设计所用的半桥LLC谐振变换器电路如图2-1所示，其电路包括四个部分，分别为开关网路，谐振槽路，理想变压器加全波整流器以及低通滤波器。图2-1半桥LLC谐振变换器电路拓扑中各部分的作用：半桥开关网路：将直流的输入电压变为方波电压谐振槽路：提取方波电压的基波控制方式：频率控制输入阻抗和电流隔离变压器：变压和隔离的作用全波整流器：将交流电变换为直流电低通滤波器：滤除纹波1.2LLC谐振变换器的优点和缺点未来开关电源的发展必然是向着高频化，小型化前进，有以下几个方向：软开关技术，功率因数校正电路，高频化技术以及数字控制技术，而软开关技术因其较好的特性与较简单的原理而深受人们的欢迎。LLC谐振变换器作为典型的利用软开关技术的谐振电路，利用谐振原理实现软开关。相比于其他变换器，LLC谐振变换器有着许多无可比拟的优点。首先结构简单，整体由四部分组成，所用元件数少，成本低；其次效率较高，全负载范围内MOSFET的ZVS和整流器的ZCS，开关转换损耗很低，效率曲线符合期望；再有LLC谐振变换器的输入电压变化范围宽，有效工作区大，如图2-2所示；最后由于LLC谐振变换器具有高频化，小型化等特点，使得LLC谐振变换器便于磁集成，磁化电感，谐振电感和理想变压器共同相当于一个高频变压器。图2-2不同品质因数对应的归一化增益曲线随着LLC谐振变换器的发展，人们除了对LLC谐振变换器应用的应用越来越广泛外，也发现了其有一些缺点，幸运的是随着技术的发展，这些问题并不是难以克服。1.3LLC谐振变换器与传统PWM变换器的比较PWM即脉宽调制技术。PWM技术已经发展了很长时间，其理论体系已经有了很大程度的完善。LLC谐振变换器主要是通过改变开关管的开通关断频率来实现对于输出电压的改变。虽然LLC谐振变换器的发展时间并没有传统PWM变换器的发展时间那么长，但是在当今市场上，LLC谐振变换器已经占据了很大一部分，可见其相对于传统PWM变换器有着更好的优点。下面将LLC谐振变换器与传统PWM变换器进行对比，凸显出相较于传统PWM变换器，LLC谐振变换器所拥有的一些特点。图2-3展示的是半桥式PWM变换器的电路拓扑，而图2-4展示的是半桥式LLC谐振变换器的电路拓扑。两者的控制策略不同，一者是利用方波的占空比，一者是利用驱动信号的频率，相比于脉宽调制技术，在输入电压变化较大的情况下，使用脉频调制技术的LLC谐振变换器更具有优势。图2-3半桥PWM变换器图2-4LLC谐振变换器由传统PWM变换器的特性可知，其整流二极管的耐压与占空比有关，分别是Vo/D和综上可以看出，LLC谐振变换器相较于传统PWM变换器有许多优点，如较适合输入电压较宽的场合，整流二极管的耐压变化较小，通态损耗低等等，这也是LLC谐振变换器近些年来发展如此迅猛的原因。1.4LLC谐振变换器的工作过程分析本节将对LLC谐振变换器的工作过程进行详细的阐述，首先需要对LLC谐振变换器做出如下假设，以便分析：1.所有元件均为理想元件1.开关管与整流管参数都相同3.输出电容足够大，输出电压基本不变，首先要确定电路形式，LLC谐振变换器变压器原边电路采用半桥形式，变压器副边电路采用带中心抽头的全波整流电路，这样有助于电路的磁集成。其次需要明白软开关实现的条件，软开关是指在开关转换过程中，电流与电压没有重叠部分，从而减少甚至消除开关损耗。LLC谐振变换器利用的是谐振原理实现软开关技术，要想零电压开关，就要保证电压超前于电流，即谐振槽路要呈现感性，下面将详细叙述谐振槽路需要呈现感性的原因。LLC谐振变换器存在两个谐振频率，分别为串联谐振频率：f(2-1)并联谐振频率：f(2-2)fr1为Lm参与谐振时的谐振频率，而：fr2为Lm不参与谐振时的谐振频率，并且fr2<f综上所述，开关频率fs最好取两个谐振频率之间，或者大于串联谐振频率，下面将会详细阐述LLC谐振变换器在归一化增益曲线平面上分别为串联谐振频率fr1和并联谐振频率图2-5LLC谐振变换器的三个工作区区域1：开关频率fs区域2：开关频率fr2区域3：开关频率fs<f图中有两类最佳工作点，第一类最佳工作点为串联谐振点，此处M=1，串联谐振支路不产生无功功率，效率最高，一般对应着额定输入电压Vgnorm，在Lm的作用下实现了软开关；第二类最佳工作点为并联谐振点，此处M>1，谐振槽路中无循环电流，效率最高，一般对应着最小输入电压下面将分别说明在区域1和区域2的情况下的LLC谐振变换器的工作状态。LLC谐振变换器中谐振电感，谐振电容以及激磁电感共同组成谐振槽路。电路的触发脉冲为占空比固定为50%的矩形波，上下两个开关管之间存在的死区时间，并且实现了ZVS。当开关管的开关频率非常接近串联谐振频率的时候，此时谐振槽路的电流几乎为正弦波，EMI最小。同时，变压器副边电路上的两个整流二极管也实现了ZCS，整个电路的开关损耗非常小。接下来，将分别针对在三种工作区LLC谐振变换器的工作状态。1.当开关频率等于串联谐振频率时。这个时候电压增益M=1，工作状态最好。LLC谐振变换器一个周期可以分为6种模态，下面将对每种模态分别进行详细介绍。各个模态时LLC谐振变换器所处的状态如图2-6所示。模态1：开关管Q1处于关闭状态，开关管Q2处于开通状态，Lr与Cr参与谐振，并为负载侧提供所需要的电能，谐振频率为串联谐振频率fr1而激磁电感Lm被短路，激磁电感Lm上的电压V(Lm模态2：开关管Q1、Q2均处于关断状态，此时，Lr和Cr对Q2两端的Coss2进行充电，而对Q1两端的Coss1进行放电，直到V(Coss2)=Vin。此时Q1模态3：开关管Q1处于开通状态，Q2处于关闭状态，Lr与Cr参与谐振，并为负载侧提供所需要的电能，谐振频率为fr1而激磁电感Lm被短路，流过Lr的电流流过Q1，最后回到Vin，激磁电感Lm上的电压模态4：开关管Q1处于开通状态，Q2处于关闭状态，Lr与Cr参与谐振，谐振频率为fr1而激磁电感Lm被短路，电流从Vin流经Q1，再流过Lr，最后回到GND，Vin向Vo提供能量，激磁电感L模态5：开关管Q1、Q2均处于关闭状态，此时，Lr和Cr对Q1两端的Coss1进行充电，而对Q2两端的Coss2进行放电，直到V(Coss1)=模态6：开关管Q1处于关闭状态，Q2处于开通状态，Lr与Cr参与谐振，并为负载侧提供所需要的电能，谐振频率为而激磁电感Lm被短路，流过Lr的电流流过Q2，形成了闭合回路，激磁电感Lm上的电压V(L(a)模态1(b)模态2(c)模态3(d)模态4(e)模态5(f)模态6图2-6各个模态所对应的电路状态1.当开关频率大于fr1时，同样有6个模态，且与开关频率等于f3.当开关频率位于串联谐振频率与并联谐振频率之间时，整个周期可以分为八个模态，下面将对八个模态分别进行介绍，各个模态时LLC谐振变换器所对应的电路状态如图2-7所示。模态1：开关管Q1处于关闭状态，Q2处于开通状态，Lr与Cr参与谐振，并为负载侧提供所需要的电能，谐振频率为fr1而激磁电感Lm被短路，激磁电感Lm上的电压V(Lm)=−n模态2：开关管Q1处于关闭状态，Q2继续处于开通状态，此时Lr，Cr以及激磁电感Lm参与谐振，谐振频率为fr2。变压器副边整流二极管D1与模态3：开关管Q1、Q2处于关闭状态，此时，Lr和Lm对Q2两端的Coss2进行充电，而对Q1两端的Coss1进行放电，直到V(Coss2)=V模态4：开关管Q1处于开通状态，Q2处于关闭状态，Lr与Cr参与谐振，并为负载侧提供所需要的电能，谐振频率为fr1而激磁电感Lm被短路，流过Lr的电流流过Q1，最后回到Vin，激磁电感Lm上的电压模态5：开关管Q1处于开通状态，Q2处于关闭状态，Lr与Cr参与谐振，谐振频率为fr1而激磁电感Lm被短路，电流从Vin流经Q1，再流过Lr，最后回到GND，Vin向Vo提供能量，L模态6：开关管Q1继续处于开通状态，Q2处于关闭状态，此时Lr，Cr以及Lm参与谐振，谐振频率为fr2。D1模态7：开关管Q1、Q2均处于关闭状态，此时，Lr和Lm对Q1两端的Coss1进行充电，而对Q2两端的Coss2进行放电，直到V(Coss1模态8：开关管Q1处于关闭状态，Q2处于开通状态，Lr与Cr参与谐振，并为负载侧提供能量，谐振频率为串联谐振频率fr1而激磁电感Lm被短路，流过Lr的电流流过Q2，形成了闭合回路，激磁电感Lm上的电压V((a)模态1(b)模态2(c)模态3(d)模态4(e)模态5(f)模态6(g)模态7(h)模态8图2-7各个模态所对应的电路状态1.5LLC谐振变换器的直流增益推导接下来就要对LLC的数值进行分析，但是由于各种原因，LLC谐振变换器为非线性电路，导致其的各种计算非常复杂，因此就需要对LLC谐振变换器进行一定程度上的简化，采用更为简明的方法在计算精度损失不大情况下尽可能贴近LLC谐振变换器。因此在这里使用基波分析法对LLC谐振变换器进行分析。由于谐振槽路将输入电压的基波提取了出来，这样在分析时可以着重于分析基波分量对输入输出的影响，这种方法即是基波分析法。基波分析法能够大大简化LLC谐振变换器的数值计算。在采用基波分析法对于LLC谐振变换器进行分析之前，需要对LLC谐振变换器做一定假设，使其能够达到基波分析法的使用要求：1.开关网路输出的是方波脉冲序列1.变压器的输入电流为正弦波，反射电阻Rac代表副边阻抗反射到原边的等效电阻3.Q值大于0.5，并且开关频率近似接近f在上述假设之后，我们就可以对LLC谐振变换器进行基波分析了，接下来我们要对LLC谐振变换器的电路做简化。基于上述假设，我们可以将非线性电路转化为基波等效电路，进而得到线性等效电路，这样我们就可以用向量分析法对LLC谐振变换器进行分析了。下面我们将对LLC谐振变换器电路的等效过程做一定程度上的阐述。如图2-8位LLC谐振变换器的主电路。图2-8LLC谐振变换器的主电路首先将开关网路进行简化，由LLC谐振变换器的工作原理可知，上下两个的开关管的开通占空比均为50%，此处先忽略死区时间的影响，则开关网路的输出电压为V(2-3)采用基波分析法法，故将基波提取出来V(2-4)之后将变压器二次侧进行简化，变压器二次侧电压与电流分别为：V(2-5)I(2-6)其中，φR输出电流为I(2-7)由(2-5)和(2-6)可知变压器二次侧是电压电流同相，所以等效阻抗为电阻。则变压器二次侧部分的等效电阻为R(2-8)将其等效到变压器原边为R(2-9)其两端的电压为V(2-10)由上式可以推导得V(2-11)等效输出电路的等效输入电压为V(2-12)由上式可以得出V(2-13)则可以将电路简化为如图2-9所示，其中Vs1为方波脉冲序列，RG(2-14)但是上述式子的形式非常麻烦，所含有的未知量过多，所以就需要对该式子进行化简，于是定义以下的一些参数：直流增益：M=(2-15)串联谐振频率：f(2-16)并联谐振频率：f(2-17)品质因数：Q=(2-18)归一化频率：f(2-19)电感比：L(2-20)根据上述式子可以化简出LLC谐振变换器的归一化增益的简洁公式M=(2-21)上式中直流增益只与Ln、f图2-9线性等效电路1.6对于归一化增益曲线的分析由图2-21可知，LLC谐振变换器的归一化增益与Ln、fn以及Q有关，其中将归一化频率fn首先我们先让电感比不发生变化，改变Q值，画出其所对应的直流增益曲线，此处为了分析方便，电感比取1，品质因数分别取Q1为0.06，Q2为0.4，Q3为0.6，Q4为0.8，Q5为1和Q图2-10Ln其次是分析Ln值对于直流增益的影响，画出不同Ln值对应的归一化增益曲线。我们要分别取Ln为1，3，5，7，然后对于每一个L(a)Ln=1(b)L(c)Ln=5(d)L图2-11不同Ln1.7LLC谐振变换器的稳压原理如图2-9为LLC谐振变换器的线性等效电路，当Vin或者RL发生变化的瞬间，还没有影响到开关管的频率，则Lr谐振电感Lr和谐振电容CZ(2-22)可以看出，通过改变开关管的开关频率来调节负载上分得的电压，这样组成一个完整的反馈系统，来维持负载的电压保持不变。1.8参数设计所需要注意的问题1.8.1电压调整率我们需要将输入电压的范围来推导出所对应的增益范围。设最小输入电压为Vgmin，最大输入电压为Vgmax，最小增益为G(2-23)G(2-24)1.8.2空载运行LLC谐振变换器的特点之一就是允许空载运行，当空载运行时，Q=0，开关频率远大于串联谐振频率，归一化频率趋于无穷大，则(2-21)可以化简为M(2-25)物理意义上，在空载状态下，相当于Cr短路，增益等于Lr和1.8.3选择开关频率EMI测试的频率起点为150kHz，若用Coolmos管，则开关频率应该在100kHz到150kHz；若用IGBT，则开关频率应该在30kHz到50kHz之间；若用GaN，则开关频率应该在400kHz到500kHz之间。1.8.4确定变压器匝数比n我们本次的设计主要是针对在第一类工作点附近，在该点，电压增益固定为1，串联谐振支路没有无功功率，此时谐振效率最高，设额定输入电压为Vgnormn=(2-26)1.8.5选择Ln和Q值品质因数Q的与有功功率和无功功率有关，关系式为Q=无功功率Q值范围调频范围原边电流谐振电容的电压应力峰值输出电流设计11~0175~200k8.1~9.2A800V31~43A设计20.5~1135~200k6.0~8.3A440V31~49A设计30.25~172~200k5.7~10.2A430V31~89A表1Q值对系统的影响在上表中显示，设计1中Q值范围为1~0，调频范围较窄：175~200kHz，谐振电容的电压应力高达800V，两倍于输入电压；设计3中Q值范围为0.25~0，调频范围较宽：70~200kHz，峰值输出电流较大：31~89A；在设计2中，调频范围合适，原边电流较小：6~8.3A，电容电压最大应力为440V，则综上所述，Q值取0.5~0为最佳设计。上面讨论了Q值的取值，下面主要讨论Ln的取值，观察图2-11并结合上边的分析可知，当Ln过小时，调频范围宽，电压调整率大，这样会影响系统的稳定性；当Ln过大时并联谐振点的直流增益大于1或者近似等于1，系统几乎失去了对输入电压的调整能力；当Ln为5时，1.8.6谐振电容Cr的最小值该系统对于Cr的要求为能够存储足以支撑QC(2-27)C(2-28)假设最大输出功率为Pomax，最大输入电压V1(2-29)则最小电容值为C(2-30)1.8.7短路运行当RL短路时，LI(2-31)当在短路状态下运行时，ωωI(2-32)可知短路电流由Lr1.8.8ZVS条件由上述分析可知，想要实现ZVS，就必须工作在工作区域1和工作区域2，下面将详细阐述实现ZVS的两个充分条件。1.在开关关断时刻，谐振槽路中个储能元件存储的能量必须要大于两个开关管寄生电容完成一次充电以及一次放电所需的能量，表示为1(2-33)式中Imoff是Q1关断时刻磁化电感Lm的电流，Cds1和Cds22为了防止开关桥发生直通现象，则应该在一个开关管开始关闭到另一个开关管开始导通之间增加一个死区时间TdT(2-34)减少Td意味着要增加Imoff，使得开关管的转换损耗以及导通损耗随之增大，L(2-35)1.9系统参数设计本次设计的主要参数如下：输入电压为375V~405V，额定输入电压为390V，额定输出功率为300W，输出电压为12V，额定输出电流为25A，电压调整率(I0=1.0A)≤1%，(负载调整率(Vg=390V)≤1%，输出电压纹波峰值(V1.9.1设计变压器匝数比n=(2-36)在这里，n为正整数，取n=16。1.9.2确定增益范围在计算过程中，应考虑整流二极管的正向压降VD=0.7V和1%的负载调整率的影响，假设实际效率为92%(要求大于90%)，则LLC谐振变换器等效输出电阻消耗了8%功率，等效输出压降VV(2-37)基于上述考虑修改最大增益公式G=(2-38)在110%过载条件下仍然需要正常工作，应重新计算最大增益G(2-39)同理计算最小增益G(2-40)1.9.3选择Ln和Q由上边分析可知，选择Ln1.Gmax1.Q的推荐值为0.5，Ln的推荐值为5，图2-12为此时的归一化增益曲线。由图可以看出此时不满足Gmax=1.3的条件，所以此时我们应该适当降低Ln图2-12Q=0.5，Ln1.9.4计算原边交流等效电阻Rac计算出变压器原边等效电阻RR(2-41)110%过载情况对应的等效负载为R(2-42)1.9.5设计谐振槽路参数品质因数Q的一种表达式为Q=(2-43)选择初始谐振频率为130kHz，由满载工况计算谐振电容CC(2-44)取fmin=80kHz，Vgmax=405V，计算出谐振电感L(2-45)为了计算方便，这里Lr取60μL(2-46)开关管的寄生电容Cds1和Cds2的取值为100pF，死区时间Td1.9.6验证谐振槽路的设计串联谐振频率为f(2-47)电感比为L(2-48)品质因数为Q=(2-49)在110%过载工况下计算的Q值Q=(2-50)下面我们结合图形分析实际的调频范围，如图2-13为Ln=3.5，Q=0,0.47,0.52情况下的归一化增益曲线。从图中可以看出，Gmin=0.99直线与曲线的交点对应的频率为最大归一化频率fnmax=1.02，谐振频率fr1=124.4kHz，则其对应的最大开关频率fsmax图2-13Ln1.9.7计算原边电流在110%负载情况下，计算变压器原边等效负载的有效值为I(2-51)在最低开关频率fsminI(2-52)则谐振电感的电流等于IR1和II(2-53)式中，ILr1.9.8计算副边电流变压器副边电流的有效值与原边电流值满足变压器的变比关系，则I(2-54)由于变压器采用了带中心抽头的结构，负载电流由两个副边绕组平均分担，其有效值为I(2-55)平均值为I(2-56)1.9.9对于变压器的选择上述计算出的变压器参数如下：匝数比n=16，原边电压取450V，原边电流ILr=2.6A>2.51A，副边电压取36V，副边电流1.9.10选择谐振电感变压器的漏感可以当成激磁电感，但是增加漏感时会增加变压器的损耗