【《三相SCHGBDC变换器原理及工作模态分析》8800字】

三相SCHGBDC变换器原理及工作模态分析目录TOC\o"1-3"\h\u1114三相SCHGBDC变换器原理及工作模态分析 1122171.1变换器的主电路拓扑结构及控制方式 1296701.2传统120°交错并联控制方式下的模态分析 4218121.3改进180°交错并联控制方式下的模态分析 8260391.3.1工作区间1 1074511.3.2工作区间2 12270321.4应用改进控制方式的n相拓扑的模态分析 14255551.4.1工作区间1 15284141.4.2工作区间2 18217861.5小结 21本章首先介绍了SCHGBDC及其传统交错并联控制方式，并提出一种不带占空比限制的改进180°交错并联控制方式。结合相应的控制方式，分别对传统交错并联控制方式和改进180°交错并联控制方式下的变换器的原理及工作模态进行详细分析。由于Buck模式和Boost模式的工作模态具有相似性，因此本章仅对Boost模式下的工作模态具体分析。1.1变换器的主电路拓扑结构及控制方式三相SCHGBDC的拓扑结构如图2-1所示，其中S1与S2、S3与S4、S5与S6为三组互补导通的开关管。与传统的三相交错并联变换器相比，其仅增加了两个串联电容C1和C2。串联电容C1和C2分别串接在第二相和第三相中，在三相交错并联运行的同时起到逐级提升电压的作用，从而使输出电压得到进一步的提升。图2-1三相SCHGBDC三相SCHGBDC的传统控制方式为带有占空比限制的120°交错并联控制方式，其开关控制信号如图2-2所示。变换器在Boost模式下运行时，S2、S4和S6为主开关管，S1、S3和S5分别互补导通，主开关管的占空比范围限制为2/3到1。变换器在Buck模式下运行时，S1、S3和S5为主开关管，S2、S4和S6分别互补导通，主开关管的占空比限制范围为0到1/3。总之，在传统的120°交错并联控制方式中，变换器不论是工作在Boost模式还是Buck模式，S1、S3和S5要始终运行在占空比0到1/3之间，而S2、S4和S6要始终运行在占空比2/3到1之间。图2-2传统120°交错并联控制方式的开关控制信号传统控制方式中带有占空比限制的主要原因是变换器在其限制的占空比范围内各相间可以实现自动均流，实际上在其他占空比范围内，变换器仍可正常工作，仅是工作模态发生了变化。本文根据传统控制方式的工作原理，提出了一种不带占空比限制的改进180°控制方式，其开关控制信号如图2-3所示。受其模态的影响，变换器的运行被分为了两个工作区间。在工作区间1中，如图2-3(a)所示，S1、S3和S5的占空比在1/2到1之间，而S2、S4和S6的占空比在0到1/2之间，即Boost模式下的占空比范围0到1/2和Buck模式下的占空比范围1/2到1。在工作区间2中，如图2-3(b)所示，S1、S3和S5的占空比在0到1/2之间，而S2、S4和S6的占空比在1/2到1之间，即Boost模式下的占空比范围1/2到1和Buck模式下的占空比范围0到1/2。在此区间内，变换器的稳态特性与应用传统控制方式时完全相同，并且其占空比范围还较传统控制方式大。因此，通过工作区间的划分，改进180°控制方式便可以使变换器的占空比能够从0调节到1，从而使其电压增益宽范围可调，适用于宽输入或宽输出应用场合。(a)工作区间1(b)工作区间2图2-3改进180°交错并联控制方式的开关控制信号实际上传统控制方式也可以通过增加工作区间来使变换器的占空比从0到1可调，以三相为例，工作区间可分为占空比0到1/3、1/3到2/3和2/3到1共三个。但当变换器推广到n相时，工作区间也需要划分为n个，这使得变换器的稳态分析与建模极其复杂。如图2-4所示为n相SCHGBDC，其传递能量的器件主要由2n个开关管、n个电感和n-1个串联电容组成，除第一相外，每相中均有一个串联电容。如图2-5所示，当改进180°控制方式应用于n相变换器时，偶数相的控制信号与奇数相的控制信号在相位上相差180°，由于每相中有两个互补输出的开关管，因此每四个开关管的对应信号是完全相同的，即S1、S5、S9等的开关信号相同，S2、S6、S10等的开关信号相同，S3、S7、S11等的开关信号相同，S4、S8、S12等的开关信号相同。相较于传统控制方式通过增加工作区间来扩展占空比范围，改进180°控制方式在n相时仍然仅需将工作区间划分为两个便可实现相同的功能。如图2-5(a)所示，工作区间1为Boost模式下的占空比范围0到1/2和Buck模式下的占空比范围1/2到1；如图2-5(b)所示，工作区间2为Boost模式下的占空比范围1/2到1和Buck模式下的占空比范围0到1/2。图2-4n相SCHGBDC(a)工作区间1(b)工作区间2图2-5n相拓扑应用改进180°交错并联控制方式的开关控制信号1.2传统120°交错并联控制方式下的模态分析由于传统交错并联控制方式采用了120°移相策略，即每相邻两相间相位上相差120°，因此在一个开关周期内，电路会存在六个工作模态，六种电路工作模态的工作状态图如图2-6所示。为了更加形象的展示电感电流及电容电压的变化，给出了应用传统120°交错并联控制方式的电感电流及电容电压波形图，如图2-7所示。下面将对六个模态进行详细分析。工作模态1：如图2-6(a)和图2-7中t0-t1时间段所示。在此模态中，三相中的开关管S2、S4和S6均被赋以导通信号，而分别与之互补的开关管S1、S3和S5均处在关断状态。电感电流iL1、iL2和iL3分别通过开关管S2、S4和S6流回低压侧，而电感所承受的电压为正的电压vL，因此三个电感均处在充电状态，其相应的电感电流在此阶段也会增大。电路中的串联电容器C1和C2在此阶段没有电感电流流过，且由于输出电压vH大于串联电容电压vC2，串联电容电压vC2大于串联电容电压vC1，开关管S1、S3和S5均关断，因此电容之间也不会交换能量，从而在此模态中，串联电容C1和C2的电压将会维持不变。在此模态中，高压侧滤波电容CH为负载电阻RH供电，vCH不断降低。工作模态2：如图2-6(b)和图2-7中t1-t2时间段所示。与前一工作模态相比，开关管S2由导通状态变为关断状态，其互补的开关管S1由关断状态变为导通状态，而开关管S4和S6维持导通状态，开关管S3和S5维持关断状态。电感电流iL2和iL3分别通过开关管S4和S6流回低压侧，电感L2与L3所承受的电压同上一模态为正的电压vL，因此L2与L3处在充电状态，其相应的电感电流在此阶段会继续增大。电感电流iL1通过开关管S1、S4和串联电容C1流回低压侧，电感L1承受vL-vC1的负压，因此电感L1处在放电状态，其相应的电感电流在此阶段会减小。由于电感电流iL1的方向与串联电容电压vC1的方向相同，因此串联电容C1处在充电状态，其电容电压在此阶段会增大。而串联电容C2依然没有电流流过，因此其电压将维持不变。由于没有充电电流流经高压侧滤波电容CH，所以在此模态中vCH依旧处在下降状态。工作模态3：如图2-6(c)和图2-7中t2-t3时间段所示。在这一工作模态中，开关管S2再次由前一阶段的关断状态变为导通状态，其互补的开关管S1则由导通状态变为关断状态。由此，此工作模态的开关状态和工作模态1的开关状态完全相同，因此电感电流及电容电压的变化趋势也与工作模态1完全相同。(a)工作模态1(b)工作模态2(c)工作模态3(d)工作模态4(e)工作模态5(f)工作模态6图2-6传统120°交错并联控制方式下的工作模态图2-7应用传统120°交错并联控制方式的电感电流及电容电压波形图工作模态4：如图2-6(d)和图2-7中t3-t4时间段所示。与前一工作模态相比，开关管S4由导通状态变为关断状态，其互补的开关管S3由关断状态变为导通状态，而开关管S2和S6维持导通状态，开关管S1和S5维持关断状态。电感电流iL1和iL3分别通过开关管S2和S6流回低压侧，电感L1与L3所承受的电压同上一模态为正的电压vL，因此L1与L3处在充电状态，其相应的电感电流在此阶段会继续增大。电感电流iL2通过开关管S3和S6、串联电容C1和C2流回低压侧，电感L2承受vL+vC1-vC2的负压，因此电感L2处在放电状态，其相应的电感电流在此阶段会减小。由于电感电流iL2的方向与串联电容电压vC1的方向相反，与串联电容电压vC2的方向相同。因此串联电容C1处在放电状态，其电容电压在此阶段会减小，串联电容C2处在充电状态，其电容电压在此阶段会增大。由于没有充电电流流经高压侧滤波电容CH，所以在此模态中vCH依旧会下降。工作模态5：如图2-6(e)和图2-7中t4-t5时间段所示。在这一工作模态中，开关管S4由前一阶段的关断状态变为导通状态，其互补的开关管S3则由导通状态变为关断状态。此工作模态与工作模态1和工作模态3完全相同。工作模态6：如图2-6(f)和图2-7中t5-t6时间段所示。与前一工作模态相比，开关管S6由导通状态变为关断状态，其互补的开关管S5由关断状态变为导通状态，而开关管S2和S4维持导通状态，开关管S1和S3维持关断状态。电感电流iL1和iL2分别通过开关管S2和S4流回低压侧，电感L1与L2所承受的电压同上一模态为正的电压vL，因此L1与L2处在充电状态，其相应的电感电流在此阶段会继续增大。电感电流iL3通过开关管S5、串联电容C1和高压侧滤波电容CH流回低压侧，电感L3承受vL+vC2-vH的负压，因此电感L3处在放电状态，其相应的电感电流在此阶段会减小。由于电感电流iL3的方向与串联电容电压vC2的方向相反，因此串联电容C2处在放电状态，其电容电压在此阶段会减小。此时，电感电流iL3的方向与高压侧滤波电容电压vCH的方向相同，即电感电流iL3作为充电电流为高压侧滤波电容CH充电，vCH将会上升。1.3改进180°交错并联控制方式下的模态分析观察图2-7并分析传统的120°控制方式的工作模态可以发现，在串联电容变换器工作时，C1的放电和C2的充电必须是同时进行，C2的放电和CH的充电必须是同时进行，C1的充电和CH的充电之间没有必然的联系，因此没有必要像传统控制方式一样分成两个模态进行。本文所提的改进180°交错并联控制方式便可将C1的充电和CH的充电置于同一工作模态中进行。由于180°控制方式没有对占空比进行限制，所以需要分成两个工作区间分别进行分析。如图2-8所示为应用改进180°交错并联控制方式的电感电流及电容电压波形图。(a)工作区间1(b)工作区间2图2-8应用改进180°交错并联控制方式的电感电流及电容电压波形图1.3.1工作区间1在工作区间1，电路的工作状态相较上文分析的120°控制方式的工作状态有很大的差别。不同于工作区间2的三相电感电流相等，在此区间内三相电感电流的分布由占空比来确定，并且第一相电感电流iL1最大，第三相电感电流iL3最小，这在第三章中将进行详细分析。工作区间1的模态图如图2-6所示，下面将对四个模态进行详细分析。工作模态1：如图2-9(a)和图2-8(a)中t0-t1时间段所示。开关管S2、S3和S6导通，而开关管S1、S4和S5则关断。电感电流iL1和iL3分别通过开关管S2和S6流回低压侧，电感L1与L3所承受的电压为正的电压vL，因此L1与L3处在充电状态，其相应的电感电流在此阶段会上升。电感电流iL2通过开关管S3和S6、串联电容C1和C2流回低压侧，电感L2承受的电压为vL+vC1-vC2。vL+vC1-vC2的极性可能为正也可能为负，主要取决于占空比D的大小，这在第三章中将进行详细分析。因此当vL+vC1-vC2为正值时iL2将会增大，而当其为负值时iL2将会减小。由于电感电流iL2的方向与串联电容电压vC1的方向相反，与串联电容电压vC2的方向相同。因此串联电容C1处在放电状态，其电压vC1在此阶段会减小，串联电容C2处在充电状态，其电压vC2在此阶段会增大。由于没有充电电流流经高压侧滤波电容CH，所以在此模态中其电压vCH会下降。(a)工作模态1(b)工作模态2(c)工作模态3(d)工作模态4图2-9180°控制方式中工作区间1的模态工作模态2：如图2-9(b)和图2-8(a)中t1-t2时间段所示。在此模态中，三相的主开关管S2、S4和S6全部关断、互补的开关管S1、S3和S5导通。电感电流iL1通过开关管S1、S3、S5和高压侧滤波电容CH流回低压侧，电感L1承受vL-vH的负压，因此电感L1处在放电状态，iL1在此阶段会减小。电感电流iL2通过开关管S3、S5和串联电容C1、高压侧滤波电容CH流回低压侧，电感L2承受vL+vC1-vH的负压，因此电感L2处在放电状态，iL2在此阶段会减小。电感电流iL3通过开关管S5和串联电容C1、串联电容C2、高压侧滤波电容CH流回低压侧，电感L3承受vL+vC2-vH的负压，因此电感L3也处在放电状态，电感电流iL3在此阶段会减小。由于电感电流iL2的方向与串联电容电压vC1的方向相反，电感电流iL3的方向与串联电容电压vC2的方向相反，因此串联电容C1和串联电容C2均处在放电状态，其各自的电容电压在此阶段都会下降。在这一模态中，电感电流iL1、iL2和iL3在同时向高压侧滤波电容CH充电，因此其电压vCH会上升。工作模态3：如图2-9(c)和图2-8(a)中t2-t3时间段所示。开关管S1、S4和S5导通，而开关管S2、S3和S6则关断。电感电流iL2通过开关管S4流回低压侧，电感L2所承受的电压为正的电压vL，因此L2处在充电状态，其相应的电感电流在此阶段会上升。电感电流iL1通过开关管S1和S4、串联电容C1流回低压侧，电感L1承受的电压为vL-vC1，其值同样主要取决于占空比D的大小，因此当vL-vC1为正值时iL1将会增大，而当其为负值时iL1将会减小。电感电流iL3同上一模态，通过开关管S5和串联电容C1、串联电容C2、高压侧滤波电容CH流回低压侧，电感L3承受vL+vC2-vH的负压，因此电感L3处在放电状态，电感电流iL3在此阶段会减小。由于电感电流iL1的方向与串联电容电压vC1的方向相同，因此串联电容C1处在充电状态，其电容电压在此阶段会增大，而电感电流iL3的方向与串联电容电压vC2的方向相反，因此串联电容C2处在放电状态，其电容电压在此阶段会减小。在这一模态，电感电流iL3为高压侧滤波电容CH充电，但其电流值较小，因此其电压vCH变化还要取决于负载的大小。工作模态4：如图2-9(d)和图2-8(a)中t3-t4时间段所示。这一模态的状态和工作模态2完全相同。1.3.2工作区间2在此区间，电路的工作状态与上文分析的120°控制方式的工作状态基本类似。图2-10为工作区间2的模态图。(a)工作模态1(b)工作模态2(c)工作模态3(d)工作模态4图2-10180°控制方式中工作区间2的模态如图2-10(a)和图2-8(b)中t0-t1时间段所示为工作模态1，如图2-10(c)和图2-8(b)中t2-t3时间段所示为工作模态3，这里的工作模态1和工作模态3和上文中分析的120°控制方式的工作模态1相同。如图2-10(b)和图2-8(b)中t1-t2时间段所示为工作模态2，其和上文中分析的120°控制方式的工作模态4相同。工作模态4：如图2-10(d)和图2-8(b)中t3-t4时间段所示。开关管S1、S4和S5导通，而开关管S2、S3和S6则关断。电感电流iL2通过开关管S4流回低压侧，电感L2所承受的电压为正的电压VL，因此L2处在充电状态，其相应的电感电流在此阶段会上升。电感电流iL1通过开关管S1和S4、串联电容C1流回低压侧，电感L1承受值为vL-vC1的负压，电感电流iL1将会减小。电感电流iL3通过开关管S5和串联电容C1、串联电容C2、高压侧滤波电容CH流回低压侧，电感L3承受vL+vC2-vH的负压，因此电感L3处在放电状态，电感电流iL3在此阶段会减小。由于电感电流iL1的方向与串联电容电压vC1的方向相同，因此串联电容C1处在充电状态，其电容电压在此阶段会增大，而电感电流iL3的方向与串联电容电压vC2的方向相反，因此串联电容C2处在放电状态，其电容电压在此阶段会减小。在这一模态，电感电流iL3为高压侧滤波电容CH充电，因此高压侧滤波电容的电压vCH将会上升。在此模态中，串联电容C1的充电和高压侧滤波电容CH的充电同时完成，其效果相当于120°控制方式中的工作模态2和6。1.4应用改进控制方式的n相拓扑的模态分析在n相SCHGBDC（参见图1.4）采用改进180°控制方式时，仍然只需将工作区间分成两个进行分析。从原理上讲，n相拓扑中相邻的两个串联电容具有相关性，后一相的串联电容的充电过程需要通过前一相的串联电容进行，例如串联电容C2的充电要和串联电容C1的放电同时进行、串联电容C3的充电要和串联电容C2的放电同时进行。改进180°控制方式是使奇数相和偶数相间对应的开关控制信号在相位上相差180°，因此相当于奇数相的串联电容通过偶数相的串联电容充电与偶数相的串联电容通过奇数相的串联电容充电在一个开关周期内交替进行。由于n相拓扑中的最后一相（即第n相）会影响高压侧滤波电容vCH的充电过程，因此在个别模态的分析时要区分第n相是奇数相还是偶数相。如图2-11所示为n相拓扑的的电感电流及电容电压波形图，在图中根据第n相为奇数相还是偶数相对第n相的电感电流iLn和高压侧滤波电容电压vCH进行了区分。(a)工作区间1(b)工作区间2图2-11n相拓扑的的电感电流及电容电压波形1.4.1工作区间1工作模态1：如图2-12(a)、图2-12(b)和图2-11(a)中的t0-t1时间段所示。在奇数相中，所有主开关管S2、S6、S10等处于导通状态，其互补的开关管处于关断状态。在偶数相中，所有主开关管S4、S8、S12等处于关断状态，其互补的开关管处于导通状态。所有奇数相的电感L1、L3、L5等处在充电状态，其各自的电感电流在此阶段会增大。而偶数相的电感L2、L4、L6等所承受的电压为低压侧电压加上其所在相的串联电容电压再减去后一相的串联电容电压，其值的正负主要取决于占空比D的大小，因此偶数相的电感电流有可能上升也有可能下降。所有奇数相中的串联电容C2、C4、C6等处在充电状态，因此其电容电压在这一阶段会上升，而所有偶数相中的串联电容C1、C3、C5等处在放电状态，因此其电容电压在这一阶段会下降。当第n相为奇数时，如图2-12(a)所示，第n相的电感电流iLn将会通过开关管S2n流回低压侧，高压侧滤波电容没有充电电流流过，因此其电压vCH将会下降。当第n相为偶数时，如图2-12(b)所示，第n相的电感电流iLn将会通过高压侧滤波电容CH流回低压侧，高压侧滤波电容被充电，但由于iLn是所有相的电感电流中最小的一个（这是第三章第二节中所得出的结论），因此电压vCH的变化还要取决于负载的大小。工作模态2：如图2-12(c)和图2-11(a)中的t1-t2时间段所示。所有相中的主开关管S2、S4、S6等处于关断状态，其互补的开关管处于导通状态。所有的电感电流均通过其所在相的串联电容向高压侧滤波电容CH充电。因此，这一阶段所有的电感电流和串联电容电压都会有所下降，vCH将会上升。工作模态3：如图2-12(d)、图2-12(e)和图2-11(a)中t2-t3时间段所示。在奇数相中，所有主开关管S2、S6、S10等处于关断状态，其互补的开关管处于导通状态。在偶数相中，所有主开关管S4、S8、S12等处于导通状态，其互补的开关管处于关断状态。奇数相的电感L2、L4、L6等所承受的电压为低压侧电压加上其所在相的串联电容电压再减去后一相的串联电容电压，其值的正负主要取决于占空比D的大小，因此奇数相的电感电流有可能上升也有可能下降。所有偶数相的电感L1、L3、L5等处在充电状态，其各自的电感电流在此阶段会增大。所有奇数相中的串联电容C2、C4、C6等处在放电状态，因此其电容电压在这一阶段会下降，而所有偶数相中的串联电容C1、C3、C5等处在充电状态，因此其电容电压在这一阶段会上升。当第n相为奇数时，如图2-12(d)所示，第n相的电感电流iLn将会通过高压侧滤波电容CH流回低压侧，高压侧滤波电容被充电，但由于iLn是所有相的电感电流中最小的一个，因此电压vCH的变化还要取决于负载的大小。当第n相为偶数时，如图2-12(e)所示，第n相的电感电流iLn将会通过开关管S2n流回低压侧，高压侧滤波电容没有充电电流流过，因此其电压vCH将下降。工作模态4：如图2-12(f)和图2-11(a)中的t3-t4时间段所示。此模态和工作模态2完全一致，都是所有的电感电流和串联电容电压下降，而vCH上升。(a)工作模态1(n为奇数)(b)工作模态1(n为偶数)(c)工作模态2(d)工作模态3(n为奇数)(e)工作模态3(n为偶数)(f)工作模态4图2-12n相拓扑的工作区间1模态1.4.2工作区间2工作模态1：如图2-13(a)和图2-11(b)中的t0-t1时间段所示。所有相中的主开关管S2、S4、S6等处于导通状态，其互补的开关管处于关断状态。所有的电感承受的电压均为正的电压VL，因此所有的电感均处在充电状态，其相应的电感电流在此阶段也会增大。由于所有的串联电容都没有电流流过，因此所有的串联电容电压都将保持不变。在此模态中没有充电电流流过高压侧滤波电容CH，因此vCH将会降低。工作模态2：如图2-13(b)、图2-13(c)和图2-11(b)中的t1-t2时间段所示。在奇数相中，所有主开关管S2、S6、S10等处于导通状态，其互补的开关管处于关断状态。在偶数相中，所有主开关管S4、S8、S12等处于关断状态，其互补的开关管处于导通状态。所有奇数相的电感L1、L3、L5等处在充电状态，其各自的电感电流在此阶段会增大。而偶数相的电感L2、L4、L6等所承受的电压为低压侧电压电压加上其所在相的串联电容电压再减去后一相的串联电容电压，其极性为负，因此偶数相的电感电流将会下降。所有奇数相中的串联电容C2、C4、C6等处在充电状态，因此其电容电压在这一阶段会上升，而所有偶数相中的串联电容C1、C3、C5等处在放电状态，因此其电容电压在这一阶段会下降。当第n相为奇数时，如图2-13(b)所示，第n相的电感电流iLn将会通过开关管S2n流回低压侧，高压侧滤波电容没有充电电流流过，因此其电压vCH将会下降。当第n相为偶数时，如图2-12(c)所示，第n相的电感电流iLn将会通过高