【《模块化多电平换流器MMC的工作原理及调制策略综述》3300字（论文）】

模块化多电平换流器MMC的工作原理及调制策略综述目录TOC\o"1-3"\h\u559模块化多电平换流器MMC的工作原理及调制策略综述 1278901.1MMC的基本原理 1159921.1.1MMC的拓扑结构 1316531.1.2MMC的基本工作原理 3146711.2MMC的数学模型 5167521.2.1理论模型推导 5173131.2.2物理意义分析 849961.3MMC的并网运行 10MMC的基本原理MMC的拓扑结构图2-1展示MMC结构,与传统的电压源型换流器相比模块化多电平换流器的拓扑结构相比较有很大的不同。MMC结构中包含桥臂6个,通过n个一模一样的半H桥子模块以及系统中桥臂电感进行串联构成其中的单个桥臂。用2L表示桥臂电感值用2R表示电阻值。MMC外部接三相交流系统，其中用、和来表示三相交流系统的输入电压。用、和来表示交流系统的三相输入电流。和是直流侧输出电压和输出电流。用“o”点表示虚拟直流侧中性点。图2-1模块化多电平换流器示意图如图2-2所示单个半H桥子模块的结构,其中包含续流二极管和两组IGBT以及一个电容。考虑到安全问题，在系统发生严重故障时候进行模块保护，子模块输出侧通过并联一个旁路开关和一个旁路晶闸管。图2-2半H桥子模块结构图MMC的基本工作原理利用控制策略不同的控制信号施加到IGBT,子模块就会有三种完全不同的开关状态：（1）图2-3所示的开关状态是将导通信号给上桥IGBT,关闭信号给下桥IGBT。在图2-3(a)中电流只可以经过上桥二极管流通，其电流的方向如图所示。在图2-3(b)中电流既能经过上桥IGBT流通,也能经过下桥二极管流通；但是因为经过充电的子模块电容由于上桥IGBT放电使p点的点位升高了,这样导致下桥二极管反向截止,电流最终只能经过上桥IGBT进行流通。所以这种开关状态,子模块的电流只能在半H桥的上桥进行流通,子模块的输出电压等同于直流储能电容器的电容电压，而不考虑开关装置的传导压力损失。子模块在这样的运行开关状态称为投入状态。（2）图2-4所示的开关状态是向桥上的IGBT发取消信号，向下桥上的IGBT发送导通信号。在图2-4（a）中，电流能流过上桥二极管和下桥IGBT。然而，由于子模块电容流经下桥，IGBT，P点和Q点的电势近似相等，子模块的电容电压使上桥二极管反向关断，最终电流只能流经下桥和IGBT。在图2-4（b）中，只有一种电流流动方式，即通过下桥二极管。因此，在这种子模块导通模式的切换状态下，子模块的电流只流经半H桥的下桥，子模块的输出电压相当于0。子模块的工作模式开关状态称为截止状态REF_Ref22530\w\h[13]。（3）图2-5所示的开关状态是向IGBT添加关断信号。在图2-5（a）中，电流只能通过上桥二极管。在图2-5（b）所示的子模块中，电流只能在下桥二极管中流动，因为所有IGBT都能进行锁。子模块的工作状态称为闭锁状态，主要发生在开关死区阶段，系统启动和故障阶段。(a)(b)图2-3投入状态及其电流路径(a)(b)图2-4投入状态及其电流路径(a)(b)图2-5闭锁状态及其电流路径由于开关的死区时间很短，在正常工作条件下能忽略子模块的闭锁状态。分析表明，在正常运行条件下，只切换输入状态和切除状态。如果用双向开关代替IGBT和子模块的两个二极管，就能领取图2-6所示的半稳定工作原理。有两种输入状态，一种是双向开关向上连接，这是输入状态，另一种向下连接，这是截止状态。通过控制双向开关的导通，可以控制子模块的电容电压。图2-6半桥工作原理图在MMC拓扑结构中,由三个相单元(PhaseUnit)构成，而每个相单元都是由上、下桥臂组成。每个相单元都由三相直流电压供电，为了让每个相单元的电压相等，每个桥臂投入的子模块个数n应相等，就是相单元总子模块的一把半。利用改变子模块个数n在上、下桥臂投入的分配情况就可以得到需要的交流电压输出，因此，在这种工作方式下，桥臂的投入子模块个数可以是从0至n，就可以输出最多(n+1)个电平REF_Ref22840\w\h[17]。MMC的数学模型理论模型推导为了方便分析简单化，我们将图2-1中的三个相单元随意挑选出一个相单元,就得到一个单相系统的结构图如图2-7。用和来分别表示k相上(K=a,b,c)上桥臂和下桥臂电流。我们依据基尔霍夫定律可以得出,：k相上桥臂电流与k相下桥臂电流之和就可以得出k相的电流。 (2-1)图2-7MMC一相系统结构图如图2-7所示,在k相相单元中会产生电流环流,其方向有下而上，这个环流可以表示为: (2-2)为了方便计算分析，我们将相单元电流环流进行分解，其中包含直流环流分量和交流环流分量。所以,我们将k相上桥臂电流和下桥臂电流表达为: (2-3)由三个分量构成桥臂电流，其中包括相电流分量、直流环流分量以及交流环流分量。同时根据图2-7,分别对k相上桥臂和下桥臂运用基尔霍夫电压定律,就能得到式子(2-4)与(2-5)。 (2-4) (2-5)式子中中性点的对地电压用来表示,和分别是k相上、下桥臂串联得到子模块组的输出电压。把式(2-4)和式(2-5)进行相加,然后再在等式两边一起除以2就可得到一个全新的等式。 (2-6)式(2-4)减去式(2-5),可以得到式子(2-7)。 (2-7)式(2-6),通过调节上臂和下桥臂子模块的输出电压，确定了外部输入电流的数学表达式，反映了换流器的动态性能。换流器的动力特性用式（2-7）表示。通过用这两个基于基尔霍夫定理的公式，他们能应用于任何地方。令 (2-8)三相表达式可以将式(2-6)变换写为如下形式 (2-9)依据式(2-9)能得到MMC交流侧同化等值电路如图2-8所示,用等值电感L和等值电阻R换流器与外部连接交流系统。图2-8MMC交流侧简化等值电路在平衡稳态运行三相交流系统,不考虑换流器损耗时,通过功率的平衡原理直接求出相单元环流的直流分量 (2-10)在公式中,k相相电压和相电流的幅值分别用和进行表示。所以当三相交流系统稳定平衡时，换流器的总直流电流被平均分配到三相单元中。由式（2-7）可知，相位单位的交流分量由式（2-7）第一项中的波分量产生。由于波动分量是工频的两倍，因此相单元环流中的交流分量也是工频的两倍分量。然而方程式（2-9）中并未反映交流环流分量，因此我能认为，在正常稳态运行时，它对变流器的输出没有影响。本文对MMC-HVDC系统的控制部分进行了专门的分析和研究，为换流器更深入的专业研究内部交流环流分量的抑制方法和策略，今后用专业的方法做深入的研究。物理意义分析在上一章节对MMC的数学模型进行了推导分析,MMC交流侧数学模型的物理意义在这一小节简要的说明一下。图2-7中的kn点和kp点的瞬时电压之差表迖为 (2-11)分析式子(2-3),其实就和交流和直流的分量有一定的关系，所以如果在系统在稳态正常运行的时候数值并不大。我们在研究MMC和交流系统相互作用的时候，根据式(2-11)中与其桥臂中电流相电流分量无关,所以完全可以忽略。如果把kn点和kp点看作等电位点,运用电路知识进行简化，如图2-7所示。这样在研究换流器交流侧特点以及性能时,图2-7就被简化图2-9所示的MMC—相系统简化结构图。图2-9MMC一相系统简化结构图根据图2-9,MMC的交流侧特性方程如下： (2-12)其中 (2-13) 式(2-12)三相表达形式重写为如下 (2-14) 式(2-14)与式(2-9)表示的内容一样,也就说明了在研究分析MMC的特性时,能够将一相上、下桥臂中的两个桥臂电容电感作为并联的关系进行研究。如此既能够对电路结构进行简化,而且在研究MMC交流侧动态特性进行详细分析,又可以把换流器内部中桥臂电感提到换流器外侧,这样MMC在就可以在结构上靠近传统电压源换流器方便研究,把所有的控制方法能用在传统换流器上的都可以用MMC上。MMC的并网运行依据图2-9MMC系统简化结构图,研究得到如图2-10柔性直流输电系统单线图。在不计损耗的情况下,交流系统输入的复功率如下 (2-15)式(2-15)中,交流电压在公共连接点用来表示，是换流器输出交流电压,为滞后的相角。换流变压器的的电感值用L来表示；换流器的等值电感为MMC桥臂电感值的二分之一。图2-10柔性直流输电系统单线图对式(2-15)进行求解,能够得到有功功率和无功功率分别为 (2-16) (2-17)其中 (2-18)依据式(2-16)和式(2-17),能够得到换流器在正常稳态运行的有功功率与无功功率特性如图2-11所示。相位差6的正值或负值决定了PCC的有功输入功率的正值或负值，如果相位差为正，则有功输入功率为正;当相位角差为负时，有功输入功率为负。局部无功输入功率的正值或负值主要由变换器交流电压幅值决定，电压幅值较小时无功输入功率为正;当电压幅值较大时，无功输入功率为负。利用调节交流电压幅值和变换器电压源相位角，可以控制进入交流系统的有功和无功功率的方向和大小。图2-11换流器稳态运行相量图MMC-HVD