【《静电除尘器高频电源主电路设计案例》6300字】

静电除尘器高频电源主电路设计案例目录TOC\o"1-3"\h\u32104静电除尘器高频电源主电路设计案例 1264271.1高频电源设计的性能指标 1114851.2高频电源电路设计的总体思路 1136591.3输入整流滤波电路的设计 3101441.1.1输入整流滤波电路的结构 396651.1.2输入整流滤波电路参数设计 310261.4逆变主电路设计 564071.4.1逆变电路的工作原理 5239521.4.2开关器件选取 631651.4.3逆变电路主电路设计 6136141.4.4主电路动态过程分析 77361.5缓冲电路设计 17华能淮阴电厂原使用的静电除尘器工频电源在使用期间效率低、能耗大，鉴于当前高频电源的优势，需要研究设计一套除尘器的电源，解决电厂工频电源静电除尘器能耗高、排放不达标等问题，达到国家节能减排的要求。1.1高频电源设计的性能指标在此设计过程中根据静电除尘器及电源相关参数，为更好的满足匹配性要求，而确定出高频电源的主要参数:（1）输入电压：380V±10%，选择IGBT进行整流而转变为三相380V。（2）输出：72kV；1.2A。原工频为72KV/1200mA，为满足一定的匹配性和耐压性要求，而对输出参数保持不变；（3）频率：≥20kHz；转换效率：≥92%；功率因数：≥0.92；1.2高频电源电路设计的总体思路除尘系统的最重要单元为电源，除尘系统的性能和电源模式，频率以及拓扑结构相关的因素，因而很有必要对电源主电路进行精细的设计，确保满足应用性能相关要求。总体上看电源电路可划分为功率电路和控制电路两方面，在运行过程中前者主要的作用是进行功率变换，对输入的工频电压适当的整流滤波处理而获得直流电压，其后进行一定的逆变而形成高频交流，最后进一步整流而形成高频脉冲电流发送到对应的电极上。在对这种电源进行控制过程中，直流母线电压、输出电信号进行一定的滤波处理后，通过DSP系统进行控制转换，然后输出并满足特定应用性能要求；在这种系统中还引入了温度检测电路，在运行过程中主要是对变压和整流设备的温度信号通过传感器采集后发送到DSP中，确定出各器件的运行温度，在超出设定的温度报警值情况下，进行过温保护，停止运行。辅助220V电源，主要是进行一定的电压转换获得，可以为其他各部分的运行提供支持，如传感器电路、驱动、隔离以及控制部分。据此确定出总体设计思路如图1.1所示。图1.1高频电源系统原理框图Fig.1.1Principleblockdiagramofhighfrequencypowersystem从图中能看出，开关集成电源的最基础部分为高频开关，对应的主电路为功率变换。主电路在运行过程中可实现的功能主要包括整流滤波、逆变和升压等。在电源设计中需要重点设计的部分就是主电路。本系统在运行过程中电源输出的电流进行一定整流和滤波处理后输出所需电压，其后通过升压变压器进行升压，将形成的脉冲电流输入放电极。1.3输入整流滤波电路的设计1.1.1输入整流滤波电路的结构交流输入在设计过程中一般情况下可选择单或三相输入。功率较大情况下单相整流的电压相对低，这样在同样的升压情况下，对应的DC-DC电流大，也导致功耗增加。此外对比分析可知单相整流的直流脉动更高。本文在设计时考虑到这些因素而选择三相输入，且为无中线方式，进行一定的整流处理后输出脉动直流，输出的直流接着通过LC滤波单元进行滤波处理，而获得平滑直流，下图1.2显示出整流滤波电路的组成结构和工作原理相关情况。图1.2输入整流滤波电路Fig.1.2Inputrectifierfiltercircuit1.1.2输入整流滤波电路参数设计三相整流桥的选择正常情况下三相电网输出：50Hz，380V，这样可确定出其整流输入线电压有效值为：380V±5％，峰值为：510~564V；滤波后脉动最大值：51V；整流后输出电压459～561V[36-37]。（1）耐压二极管峰值电压；70550％的裕量：1058（2）额定电流在运行过程中不同频率条件下电源的输入功率也是不同的，因而应该选择电源效率最低条件下的值，本文在设计过程中选择了=0.85，这样可通过如下关系式计算确定出电源的输入功率：（1.1）最大输入电流表达式如下：（1.2）同时计入冗余因素，而确定出额定电流为100A。根据所得结果进行分析，而选择了富士公司的三相整流器，其型号为6R1100G-160。输入滤波单元设计输入滤波电容该电容在运行过程中可起到一定滤波和平滑效果，且可有效的降低脉动[38]。在设计过程中应该对输入滤波电容值进行优化设置。一般情况下主要是基于控制纹波方面进行估算确定出电容，也就是确保输出稳定的直流电压。为满足这种要求应该控制其时间常数至少为纹波中基波周期的6倍，这样可基于此参数进行推算电容值。本文在研究过程中根据应用要求，从能量角度进行估算，也就是滤波电容输出的能量可满足后续运行要求，据此进行推算时对应的方法如下：输入整流后面的电路个周期能量为：（1.3）式中A为相数，单相条件下A=1，三相时为3。这样可确定出如下的能量表达式：（1.4）进而计算得到电容的容量为：（1.5）从控制纹波方面进行分析可知，这种条件下相应的抑制纹波要求也可以很好的满足。本设计采用一定量的电容串并联，这样在设计过程中选择了3300μF/450V的4个电容两两串联后并联，且通过电阻进行稳压控制。具体分析可知这种电容在运行过程中无法有效的吸收高频分量，为此需要并联陶瓷电容，这样选择了四个0.1μF/1000V的这种类型电容，且进行一定并联处理。电感的设计在对电感进行设计时，主要是根据负载电流为10%额定值条件下，电感电流连续这一条件进行确定，具体分析可知这种条件下电流为2.77A左右，输出功率为，据此可确定出对应的输入功率为。，这样可估算而得到滤波电感约为：（1.6）1.4逆变主电路设计1.4.1逆变电路的工作原理逆变电路有很多种，可基于相应储能差异进行划分，而分为电压型、电流型。电压型逆变器给串联负载供电，故又称串联谐振逆变器。单相桥式逆变电路工作原理，如图1.3所示，负载电阻R两端的电压为u0。开关Q1、Q4闭合，Q2、Q3断开：u0=Ud；开关Q1、Q4断开，Q2、Q3闭合：u0=－Ud;u0为交变电压波形(正负交替的方波)，其周期Ts=1/fS，具体分析可知这种条件下就使得直流电压E转变为交流uo。uo中有很多谐波，为满足电能质量要求，相应进行一定的滤波处理。主电路开关可以实现相应的开关控制目的。图1.3单相桥式逆变电路工作原理Fig.1.3Workingprincipleofsinglephasebridgeinvertercircuit1.4.2开关器件选取对这种电路而言对应的开关器件主要包括可关断晶闸管、功率晶体管、绝缘栅晶体管(IGBT)等，其各有一定的优缺点和适用范围，可以根据应用要求进行灵活的选择。根据相关调查结果表明，目前其主要的发展方向为多样化，模块化、复合化。不过在实际应用中其也存在局限性，如电流增益不高，需要的驱动功率大，这对其应用也产生一定制约。GTR器件可满足小容量条件下的应用要求，不过其开关速度慢，不满足实时性要求，对波形也会产生一定不良影响。MOSFET速度快，但导通压降大，因而对应的容量存在明显的制约。绝缘栅集型晶体管IGBT（InsulateGateBIPolarTransistor）便是在GTR和MOSFET之间取其长、避其短而出现的新器件。它实际上是用MOSFET驱动双集型晶体管，兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。即高电压、大电流、灵敏度高，容易驱动控制，控制难度小，且有较高的安全性和可靠性优势，耐短路性能好，因而可以很好的满足此领域的应用要求。这种晶体管目前在很多领域都由于有，对高中压大电流密度的场合表现出明显的性能优势，为一种可优先选择的器件，由于本文涉及的高频电源的频率将不小于20KHz，所以选用IGBT最为适合，相关的电路设计将在下一章节的硬件控制设计中描述。1.4.3逆变电路主电路设计由于设计的是高频电源，而要达到高频，则要减小开关损耗，减小开关损耗的方法之一就是采用零电流开关。对于串联RLC电路，只有在LC串联谐振时，使得流过电阻R的电流iR和加在RLC两端的电压URLC同步，才能达到零电流开关要求。考虑高频升压变压器和二极管的分布电容会明显的影响到充电电流，因而在设计时应该考虑到此因素进行适当的调节。变压器原边匝数较少，这样为满足两侧的耦合性要求，一般应设置屏蔽绕组，这种模式下就不需要考虑到分布电容因素，而简化处理过程。此外这种器件的激磁电抗较大，在综合考虑到以上因素基础上确定出对应的串并联谐振逆变主电路，其电路图如图1.4所示。具体分析可知此图中由整流得到，逆变器中的主要组成部分为Q1～Q4和D1～D4。其中为电容，为电感，为等效电容，R对应于相应等效电阻。在运行过程中70V直流通过逆变器进行转换后形成20KHZ的交流方波。在逆变器中的晶体管Q1、Q4导通情况下，电压正向加在原边;当Q2、Q3导通时，反向加在原边。逆变处理过程中需要确保Q1,Q4导通，Q2,Q3关断;由此分析可知在控制过程中，两路驱动信号中存在一定的死区时间，此区间内四个晶体管全部断开，可以据此满足相关运行控制要求。图1.4串并联谐振逆变主电路Fig.1.4Maincircuitofseries-parallelresonantinverter1.4.4主电路动态过程分析由于谐振频率和开关频率较高，在一个谐振周期中电除尘板电容电压变化非常小，因此可将一个谐振周期的串并联谐振充电等效成输出电压不变的串联谐振充电，上述串并联谐振主电路可简化等效为如图1.5所示。图1.5串并联谐振简化等效电路模型Figure1.5Simplifiedequivalentcircuitmodelofseriesparallelresonance模态1（），导通，，，此时电流开始正向变大，要分两个过程进行考虑。过程1：所有整流二极管处于截止状态，充电电流，其等效电路如图1.6所示。图1.6等效电路1（过程1）Figure1.6Equivalentcircuit1(process1)回路的状态方程为： （1.7） （1.8） （1.9）式中为谐振电容两端电压，为等效电容两端电压，对式（1.9）求导，并将式（1.7）、式（1.8）代入可得： （1.10）式（1.10）的特征方程为： （1.11）令，可求得电流方程为： （1.12）将初始条件代入式（1.12），可求得：，，式中。 （1.13）（1.14）当时，此时整流二极管导通，过程1结束。令过程1经历的时间设为，则由式（1.14）可得： （1.15）由式（1.15）可求得： （1.16）在时刻，系统开始进入过程2，此时各状态值为： （1.17） （1.18） （1.19）此状态的终值作为过程2的初值。过程2：整流二极管导通，充电电流，整流二极管导通，谐振电流，充电电流，其等效电路如图1.7所示。图1.7等效电路1（过程2）Figure1.7Equivalentcircuit1(process2)回路状态方程为： （1.20） （1.21） （1.22）对式（1.22）求导，并将式（1.20）、式（1.21）代入可得： （1.23）式（1.23）的特征方程为： （1.24）令，此时的通解为： （1.25）设电流初始条件为，谐振电容两端电压为，等效电容两端电压为，将初始条件代入式（1.25），可求得：，，式中。于是可得，谐振电容两端及负载等效电容两端电压为：（1.26） （1.27）在模态1下，电流达到最大值时有： （1.28）由式（2.21）可求得，电流达最大时所对应的电角度，所对应的最大值为： （1.29）到时刻，电流，硬关断，电路转为模态2工作，导通。电路在时刻的值（即过程2的终值）作为下一模态的初值。设过程2整流二极管的导通电角度为，则，于是时刻各状态值为： （1.30） （1.31） （1.32）此状态的终值作为模态2的初值。2.模态2（），导通，谐振电流，等效电路如图1.8。图1.8等效电路2Figure1.8Equivalentcircuit2回路的状态方程为： （1.33） （1.34） （1.35）同理可求得电流方程为： （1.36）将初始条件（模态1的终值）代入式（1.36），可求得：，，式中。由此可得，谐振电容两端及负载等效电容两端电压为： （1.37） （1.38）当串并联谐振电流过零（即时刻）时，导通，模态2结束，此时，可求得续流二极管的工作时间为，令其导通时间角为。模态2结束后，各状态值为： （1.39） （1.40） （1.41）同样，此状态的终值作为下一状态的初值。1.模态3（），导通，谐振电流初值为，此时电流开始反向，要分两个过程进行考虑：过程1：所有整流二极管处于截止状态，充电电流，其等效电路如图1.9所示。图1.9等效电路3（过程1）Figure1.9Equivalentcircuit3(process1)回路的状态方程为： （1.42） （1.43） （1.44）令，同理额求得电流方程为： （1.45）将初始条件（模态2的终值）代入式（1.45），可求得：，，式中。 （1.46） （1.47）当时，此时整流二极管导通，过程1结束。令过程1经历的时间设为，由式（1.47）可得： （1.48）由式（1.48）可求得： （1.49）到时刻，系统开始进入过程2，此时各状态值为： （1.50） （1.51） （1.52）同样，此状态的终值作为过程2的初值。过程2：整流二极管导通，充电电流，其等效电路如图1.10所示。图1.10等效电路3（过程2）Figure1.10Equivalentcircuit3(process2)回路的状态方程为： （1.53） （1.54） （1.55）同理可求得电流方程为： （1.56）将初始条件（过程1的终值）代入式（1.56），可求得：，，式中。由此可得，谐振电容两端及负载等效电容两端电压为： （1.57） （1.58）到时刻，谐振电流，硬关断，电路转为模态4工作，续流二极管导通。电路在时刻的值（即过程2的终值）作为下一模态的初值。过程2时间为，令其整流二极管导通的电角度为，则，于是时刻各状态值为： （1.59） （1.60） （1.61）同样，此状态的终值作为下一模态的初值。模态4（），谐振电流，导通，等效电路如图1.11所示：图1.11等效电路4Figure1.11Equivalentcircuit4回路的状态方程为： （1.62） （1.63） （1.64）同理可求得电流方程为： （1.65）将初始条件（模态3的终值）代入式（2.58），可求得：，，式中。由此可得，谐振电容两端及负载等效电容两端电压为： （1.66） （1.67）当串并联谐振电流过零（即时刻）时，导通，模态4结束，此时，可求得续流二极管的工作时间为，令其导通时间角为。模态4结束后，各状态值为： （1.68） （1.69） （1.70）这样，此模态的终值作为下一模态的初值，电路进入模态1，至此完成了一个周期充电工作。1.5缓冲电路设计这种器件在运行过程中对应的开关频率很高，因而会导致明显的损耗，而其中的电感会导致瞬时过电压，这对器件的安全可靠运行会产生不良影响。逆变电路的直流侧的工作电流达到较高水平后，在关断过程中产生的尖峰电压会高于额定值，从而引发破坏问题。因而为避免这种现象出现，需要逆变器上须安装缓冲电路，这样可以起到良好的保护作用。因而在此设计过程中缓冲电路有重要的意义，在对这种电路设计时需要选择适宜的元件参数，从而更好的满足作用效果相关要求。在缓冲电路参数没有合理的选择情况下，很容易出现元件烧坏相关的问题。根据此方面的理论分析可知，抑制关断尖峰电压的缓冲电路可划分为四类[42-43]，具体情况如图1.12所示。对比分析可知其中前两种的结构简单、方便控制，不过其缺陷表现为无法很好的抑制尖峰电压，因而主要是应用在小型逆变电路中；后两种类型的抑制尖峰电压性能好，不过结构过于复杂，也不方便控制，因而也存在一定的应用局限性[44-46]。总体上分析可知C型的抑制关断浪涌电压效果显著，对应的损耗少，在高频条件下也可以很好的满足应用要求，因而本文研究时选择了这种类型的缓冲回路。图1.12四种类型缓冲电路结构图Fig.1.12Structurediagramoffourtypesofbuffercircuit图1.13显示出RCD缓冲电路在运行过程中的动作轨迹相关情况，以及对应的变化趋势。图1.13关断时的动作轨迹Fig.1.13Trajectoryofactionatshutdown