基于LM5117的开关电源设计和实现 电气工程自动化专业

基于LM5117的开关电源设计摘要：电源为所有电子和电气产品提供必要的能源,它需要连续和稳定的输出。其中,开关电源是低功耗电器中应用最广泛的。开关电源是电力电子领域的一个重要研究课题。通过功率变换器将电能转化为各种电能,以满足需求。其显著的特点是高效节能,符合当今社会各行各业的环保节能环境。因此,研究人员高度重视。每个实验室都在不断地推动开关电源的研究。本设计采用LM5117同步降压控制器和CSD18532KCSMOSFET作为核心器件,完成了16V-to-5V降压直流开关稳压电源设计,并以LM5117作为控制芯片,控制MOS晶体管的转关和关断。通过将芯片本身的参考电压与反馈信号进行比较,调整输出脉冲的占空比,使主电路的输出电压保持在稳定的电压状态,实现稳定的输出。此外,在设计中还添加了过流保护。。关键词：LM5117同步降压控制器；过流保护；开关电源目录第一章绪论 11.1研究背景与意义 11.2研究现状 2第二章开关电源原理与结构 32.1开关电源基础知识 32.2开关电源的控制技术 82.2.1电压型控制 82.2.2电流型控制 92.3开关电源芯片LM5117 10第三章反激式多路开关电源变压器设计 113.1反激变压器的原理 113.2反激变压器的铜损计算 123.2.1集肤效应导致的铜损 133.2.2邻近效应导致的铜损 143.3反激变压器参数设计 15第三章基于LM5117的降压型直流开关稳压电源设计 173.1设计方案描述 173.2理论分析计算 183.2.1相关元器件选择[2] 183.2.3降低纹波的方法 203.3电路版设计 203.4其他电路 22第四章系统测试 234.1测试方案 234.2测试数据 234.3测试结果分析 25第五章结论与展望 26致谢 27参考文献 27第一章绪论1.1研究背景与意义随着电力电子技术的快速发展,高频开关已广泛应用于个人电脑、工业产品、电子通信和航空等领域[1]。例如,在电梯行业中,电梯的主控制板和变频器需要多输出电源,并为电源提供稳定的纹波可控输出。任何异常信号都可能导致电梯事故。障碍是如何提高开关电源的可靠性,是我们的研究方向之一。开关电源的显著特点是高效率和节能。它符合当今社会各行各业的环保和节能环境[2]。因此,研究人员高度重视。每个实验室都在不断地推动开关电源的研究。中国是一个能源消费大国。它严重依赖各种不可再生能源。此外,这些能源的使用给环境带来了严重的污染。促进开关电源可以很好地节约能源消耗,这对缓解全球能源危机、加强环境保护具有重要意义。开关电源作为一种新型的高效节能电源,必将有更光明的前景。提高开关电源效率的方法之一是提高开关频率。然而,开关晶体管的高频开关和开关将不可避免地对功率半导体器件提出很高的要求。在基本功率转换拓扑技术成熟后,各种高效的新型开关设备已成为推动开关电源前进的动力。功率场效应晶体管(MOSFET)是现代开关电源中最常用的控制装置。MOSFET可以使开关电源在AC-DC模式下以400KHz工作,在DC-DC模式下工作1MHz。然而,在高频使用Mosfet时,还存在一些问题,包括器件中的高功率损耗和剧烈转换造成的巨大电磁干扰。为此目的开发了软交换技术。利用谐振原理,电流信号流入开关装置,发生了正弦波动,解决了开关损耗和电磁干扰的问题[3]。在初始阶段,开关电源控制电路采用电压控制方式,采用电压控制脉宽调制技术。后来,电流控制的PWM技术开始成熟。结合电压控制和电流控制,构建了双闭环控制电路,大大提高了电压调节率和负载调制率,系统相对稳定[4]。FA13844是日本富士公司生产的电流模式PWM控制芯片。它用于控制DC-DC功率变换器,并通过输出端子的信号反馈来调整输出脉冲宽度。这种双闭环控制系统是一种相对理想的控制模式。1.2研究现状上世纪50年代,开关电源领域开始研究。美国科学家罗耶在1955年发明了直流转换器。首次采用脉宽调制控制,为开关电源的研究打开了大门。开关电源研究的目标是小型化和轻量化,这是由美国宇航局开发的,以携带火箭。到1960年,开关电源逐渐成熟,各种基本拓扑结构得到了研究。未来十年,开关电源的研究方向转向高频。功率晶体管的出现使功率的开关频率高达20KHz。它已广泛应用于直流电压超过600V的交流系统中。1977年,脉宽调制(PWM)控制器问世,包括摩托罗拉在内的多家大公司推出了PWM芯片[6]。采用PWM控制技术的场效应晶体管(MOSFET)开关整流器使开关频率在20世纪80年代达到50KHz。现在有1MHz开关频率PWM芯片。随着工作频率的增加,开关晶体管的内部损耗日益增加,成为阻碍开关电源发展的最大问题[7]。软开关技术可以很好地解决开关的内部损耗问题,如零电压转换、零电流转换、谐振变换、准谐振变换和相移谐振变换等。软开关技术不断提高开关电源的效率和工作频率[8]。经过几十年的不断研究,开关电源技术取得了巨大的飞跃。各种新型功率变换器的发明,促进了开关电源在高频方向的发展。例如,功率场效应晶体管和功率绝缘栅极极晶体管可以使中小开关电源AC到直流频率高达400KHz,直流到直流频率高达1MHz。软开关技术的出现为高频开关电源的实际应用提供了途径。它大大降低了电源重量,减少了电源体积,大大提高了电源效率。PWM控制技术的不断发展和电源集成芯片的出现极大地简化了电源电路,也为电源的动态性能和可靠性提供了有力的保证[9]。21世纪,随着数字电路技术的快速发展,功率控制芯片的数字化也实现了。开关电源的未来发展方向将高度一体化和削减,对半导体技术的需求将增加一倍。因此,半导体技术水平将决定供电行业的发展。第二章开关电源原理与结构本章主要介绍了反式开关电源的原理和结构,包括开关电源的分类、工作方式、调制方式和PWM控制技术。其次,介绍了一种开关电源芯片,为单端飞返多通道开关电源的设计奠定了理论基础。2.1开关电源基础知识DC/dc开关电源将额定直流电压输入转换为各种要求的直流电压输出。有两种工作方式:一种是固定脉冲宽度调制(PWM)模式,改变上t;另一种是修复上t模式并更改T模式。另外,只有三种基本形式的DC/DC转换器,即降压、升压和逆变器(俗称飞返)。其他形式的DC/dc转换器就是在此基础上发展起来的。例如,级联转换器:CUK,SEPIC,Zeta,飞返级级联,飞返和降压级联,Boost级联;和隔离转换器:隔离回激式转换器和正向变换器单晶体管RCD夹具、单晶体管夹具、绕组夹具、双晶体管夹具;推拉变换器等。开关变换器的拓扑结构可分为隔离拓扑结构和非隔离拓扑结构[10]。1）非隔离式的开关电源调整拓扑A）Buck变换器图2.1（1）Buck变换器基本原理图，（2）Buck变换器输出波形图2.1所示的降压稳压器在调整后将低压输出的高压输入减少。其工作电路说明如下。输入电压dcV连接到开关晶体管Q1,开关Q1的开关开关将在V1处产生近似的方波输出。假设晶体管Q1没有电压降,当开关Q1打开时,V1的电压为dcV;当开关Q1关闭时,由于电感1L产生的后EMF,V1的电压迅速下降到0V,假设二极管D1没有电压降,V1点的电压波形为矩形。如图2.1中(b)所示,V1点的电压在开关Q1开启时间t上为dcV,开关Q1的关闭时间为零。此波的平均电压为TTVondc。CL11滤波器连接到V1和V0之间,这可以使输出V0等于TTVondc的直流电压,没有尖峰和纹波。通过采样电阻R1和电阻R2输入误差放大器ea,将输出电压V0与参考电压反压器进行了比较。在误差放大器之后,输出eaV进入脉冲宽度调制器的PWM。脉冲宽度调制器的另一个输入信号是trV,这是图2.1(a)中具有T周期的锯齿波。WMV的最终输出是正弦GV,如图2.1(d)所示。降压调制器Ttvovonodc的输出电压与开机时间和工作频率有关。B）Boost变换器图2.2（1）boost变换器基本原理图，（2）boost变换器输出波形图2.2所示的升压调节器是低电压输入,在提升后具有高压输出。其工作电路说明如下。电感L1串联在输入电压dV和开关Q1之间。当开关Q1打开时,电流从电动L1流向开关Q1。当开关Q1关闭时,电流从电感L1流向负载,在整流二极管D1之后从0c流向负载。当电路稳定时,当Q1打开时(即在上t期),二极管D1反向关闭,而L1的电流线性上升到不超过nondtrvip的峰值。因为当Q1打开时,输出电流完全由0C提供,所以必须选择具有较大储能的电容器。当开关Q1关闭时,电感上的电流只能缓慢降低,不能突然改变。L1上的电压极性被反转,因为L1上存储的能量将保持其原始状态并继续输出,从而导致电压反转。L1同名的电压为dcV。L1通过D1充电到0C,因此0C两端的电压高于dcV端的电压。电感能量转移到负载中,并补充了0°C的损耗能量。如果负载上的电流增加,t上的开启时间也会增加,为负载提供足够的能量。如果dcV降低,但t上的开启时间不变,则由于电感L1储能的减少,峰值电流会降低,从而导致输出电压的降低。但是,当负反馈回路检测到电压降时,On会增加开机时间,从而确保恒定的输出电压。如图2.2(d)所示,当流入二极管D1的电流在开关Q1的下一次开启之前减少到零时,电路以不连续模式运行。如果流入二极管D1的电流在开关Q1的下一个周期中再次开机时,由于电感L1中的电流不能突然变化,电流将在原来的基础上增加,当电路在连续模式下工作时,它将以梯形的方式上升。简单地说,在不连续模式入电感L1和二极管D1的电流在一定时间内将为零。换言之,储能和能源转移之间存在差距。这个缺口被称为时距或死区。这对供电系统的稳定运行具有十分重要的意义。2）隔离型开关电源调整拓扑A）推挽拓扑推挽拓扑基本原理图如下图2.3所示[2]图2.3推挽拓扑变压器T1中有多个输出,因此有多个二次绕组。变压器二次侧侧侧方方波的振幅is]/(1-[(dsdcVNVP)。B)正向转换器拓扑正向转换器拓扑,如图2.4所示[11]。图2.4正激变换器拓扑正向转换器类似于推拉转换器。不同的是,正向转换器的开关是单一的。二极管D1用于更换推拉转换器中的一个开关。当Q1打开时,主绕组PN和二次绕组具有相同的极性,电流流入主绕组PN的相同名称端。反馈回路连接到主输出omV,可以根据输入和负载的变化进行调整。还有两个辅助输出,S1V和S2V,可根据输入变化进行调整。打开开关Q1时,正向转换器输入端的能量流入负载。在开关Q1的t期内,主输出整流器D5的阴极电压非常高。如果Q1传导电压降为1整流正向电压降为D2V,则整流二极管阴极后面的电路与降压稳压器后面的电路相同。正向拓扑结构是当电流流入一次绕组时,变压器的二次绕组同时为负载提供能量输出,输出电压振幅基本保持稳定。正向变压器开关电源具有较强的负载能力和较小的输出电压纹波。缺点是,正向开关电源比飞返开关电源更多地使用大的储能滤波器电容和连续电流二极管。为了降低励磁电流,提高变压器的效率,正向开关电源将选择容量较大的变压器。在间歇模式下,将产生峰值较大的二次电流,当开关Q1关闭时,变压器的二次侧将有较大的电压峰值。因此,电路中需要足够大的LC滤波器。其优点是二次整流二极管关断时的电流应力非常小,在高压应用中得到了广泛的应用。只要电路在不连续模式下运行,就会有死亡时间。但当死时间减少到零时,当Q1打开时,变压器中储存的能量将保持不变。因此,每个循环的能量将被叠加,变压器的主电流将逐步上升。这是连续的操作模式。虽然间歇性工作方式存在诸多缺陷,但其工作方式稳定,因此在实际应用中更为常见。2.2开关电源的控制技术控制电路的功能是在工作环境(如输入电压、内部参数和负载)发生变化时调整开关的准时,以保持开关电源的恒定输出电压和电流。控制电路是通过控制占空比实现的。根据不同的检测信号,控制电路可分为电压模式控制和电流模式控制[12]。2.2.1电压型控制电压型控制Buck变换器如图2.5所示。图2.5电压型控制电路电压模式控制的方法是将采样输出电压作为控制回路的输入。将信号与参考电压转换v进行了比较。通过将比较结果输入到误差放大器中,得到了误差电压eV。然后将eV与集振荡器产生的信号sawV进行比较,输出方波与eV的脉冲宽度成正比。该波用于驱动开关的开关和开关,实现电路的控制。电压模式控制具有电路设计简单、抗干扰能力强的优点,但其问题是响应滞后。在启动反馈响应之前,它需要等待输出信号的变化。2.2.2电流型控制图2.6电流型控制电路电流模式控制引入了两个控制变量:电容电压和电感电流。其原理是,在每个周期开始时,时钟信号打开闩锁的位置开关,开关的输出电流开始线性增加。当检测电压SV增加到与误差电压eV相同的水平时,比较器翻转,开关立即关闭。直到下一个周期开始,时钟信号重置闩锁,开关再次工作。电流模式控制采用输出电流前的反馈技术,比电压模式控制响应速度快,对减小纹波起到了积极的作用。由于电流模式控制本身的电流功能有限,它还可以为转换器提供过流保护,更容易实现电流共享。然而,目前的模式控制存在一些问题,如次谐波振荡和占空比超过50%时的稳定性。解决的办法是在比较器的输入中添加补偿偏斜波[13]。2.3开关电源芯片LM5117图2.9LM5117的内部结构如上面图2.9所示,芯片每个引脚的功能如下:1英尺为COMP,补偿校正端子是误差放大器的输出,常用于环路补偿电路,可与RC连接;2英尺为FB,电压反馈端子,内部参考电压2.5v和反馈信号进入误差放大器,比较产生的误差电压;3英尺是ISENS,电流检测终端,通过访问一个。电阻器用于测试流入开关管的电流是否过大;四条腿为rtt,振荡控制端子,开关管的振荡频率由外部TR和TC设置;五只腿是GND,接地;6条腿输出,输出电压驱动MOSFET管;七条腿是VCC,电源终端;8条腿为VREF,芯片内产生的参考电压为5V。该芯片的特点如下:(1)采用CMOS技术,功耗低;(2)损耗低,待机状态下的最大电流为2微安培,启动状态下的最大电流为30微安培;(3)具有脉冲电流限制能力;(4)内部有5V参考电压,可实现低压锁定;(5)低压锁紧电路带滞后回路,避免电路工程。振荡发生在阈值电压;(6)最大占空比为50%。例如,电源芯片具有功耗低、电路设计简单、针脚少的特点。该开关电源的设计、安装和调试提供了方便,具有较高的性价比、稳定的性能,非常适用于低功耗开关电源。第三章反激式多路开关电源变压器设计3.1反激变压器的原理反激式变压器原理图如下图3.1所示。图3.1单端反激式变压器原理图当脉冲宽度调制PWM信号进入开关Q1并激发Q1打开时,直流输入电压E被添加到变压器T的原始侧面。此时,变压器二次侧绕组产生反向电压,以扭转二极管D的偏置,并断开电路。此时,输入能量存储在变压器中,被认为是一种纯电感器件。单端反激式变压器有两种工作模式:(1)t级不连续电流模式(DCM),变压器将从输入中传输的能量存储在离场阶段,并将其传输到负载。(2)在连续电流模式(CCM)关闭(offT)相中,变压器中存储在上t阶段的能量未完全转移到输出负载,但仍保留在下一个周期[9]。因此,在小信号传输中,间歇电流模式与连续电流模式的区别非常大。输出波形如下图3.2和3.3所示。图3.2DCM模式波形图3.3CCM模式波形当u中的输入电压或负载电流LI发生很大变化时,变压器必须在两种模式之间工作。这就要求变压器在DCM和CCM模式下稳定工作,因此在设计变压器时,我们将设置变压器的临界状态在两种模式下工作。针对CCM模式下固有的电路不稳定性,我们可以调整电压或电流控制回路的增益,使其远离低频频段。此外,降低瞬态响应速度的方法还可以解决CCM模式下系统传递函数右平面零点引起的系统不稳定问题。从图3.2和图3.3的电流波形可以看出,在不连续电流模式下,变压器在t级的整个能量传递过程中,较低的初级电感会导致Ip的快速增加和峰值的升高电流在原来的一侧,这导致绕组损耗的增加和纹波电流的增加输入滤波器电容器。这就要求控制变压器的开关晶体管能够承受高电流冲击[9]。为了实现CCM模式,在设计变压器时需要增加原有的侧感Lp。由于变压器在CCM模式下存储的能量每次都被保留,因此在CCM模式下变压器的体积大于DCM模式下的变压器体积。3.2反激变压器的铜损计算选择绕组尺寸有两个先决条件:1.电流密度为每安培500轮英里(圆形milsa);2.假设计算铜损失的公式是I2rmsRdc,其中Rdc是选定导体的直流电阻,它是通过导体长度和每英寸计算的。I2rms是电流的有效值,它是根据电流波形计算的。然而,由于皮肤效应和接近效应,变压器绕组的损耗一般要比I2rmsRdc大得多。皮肤效应和接近效应是由通过线圈的磁场变化引起的涡流引起的。皮肤影响涡流的原因是导体本身的电流产生的磁场,接近效应的原因是相邻导体的电流产生的磁场。3.2.1集肤效应导致的铜损皮肤采集效果在1915取得了重大突破。一些人成功地推导了频率与皮肤聚集效应的关系。图3.4圆形导线的涡流导致集肤效应图3.4显示了导体的横截面。电流从O点流向A点。可以看出,由于涡流效应,电流只在导体的极薄表面上流动。所有电流都在与OA方向垂直的磁线上。根据右侧规则,从O点流向A点的电流会产生一条通量线。方向如图3.4所示,它是一种循环方式,其中一个点流经2到3点,最后返回到一个点。在导体中设置两个水平循环X和Y。这两个循环对称地分布在OA线路的两侧。磁通线穿过Y环路,走出X环路。根据法拉第的电磁感应定律,当通过一个区域的磁场发生变化时,感应电流将在该区域的闭路上产生。根据Lenz定律,诱导电流将在循环X和Y中生成,当前方向如图3.4所示。需要注意的是,沿直流和EF方向的涡流在OA方向上与电流相反,这将抵消主电流;沿AB和GH方向的涡流与OA方向的主电流一致,这将增强主电流。最终的结果是,涡流和主电流的总和在导体的中心不变化,而是在绕组的外表面得到增强。3.2.2邻近效应导致的铜损接近效应是由磁场引起的一种现象,磁场改变了流经相邻导体的电流。多层线圈的接近效应将更加严重。与皮肤效应相比,接近效应危害更大。由于皮肤效应只限制了导体对表面的导电面积,增加了铜的损失,增加了导体表面的电流密度,不会改变电流的大小。在接近效应中,涡流是由相邻线圈的电流产生的可变磁场引起的,涡流的值随着线圈数量的增加呈指数级增长。图3.5显示了接近效应的原理：图3.5邻近效应原理假设两个平行导体的电流为BB'和A'流动,方向相反,两个导体的横截面是非常小的矩形,两个导体非常接近。根据法拉第的电磁感应定律,通过上面导体部分的可变磁场在该截面的导体上产生电压。然后从伦茨定律中得到,诱导电流将沿着该截面边界的感应电压方向产生,而感应电流所激发的磁场将阻碍感应磁通量的变化当前。可以得出结论,本节目前的流动方向为5点->6点->7点->7点->8点->5点。7点->8点的电流与主电流BB'通过导体的方向相同,这将提高主电流的输出。5点->6点的电流与主电流相反,往往会减弱主电流。这导致电流在7点->8点沿导体的上表面返回,而在5点->6点的涡流被主电流抵消。底部的导体与顶部的导体相似。就变压器线圈而言,它们的绕组是多层平行导体,并有共流流入其中。整个变压器绕组产生感应涡流。Dowell对接近影响的分析是对接近效应最有价值和公认的研究。图3.6（1）多线圈表面涡流按指数规律递增；（2）根据安培定律，流过第一层的电流将集中在远离铁氧体材料的那一面。图3.6(1)是EE内核,有三层主绕组。在图3.6(2)中,执行环路ABCD的线性积分,以获得路径bcda的不阻。由于导电材料是高渗透铁氧体材料,电阻值较低。这样,大部分磁场强度都在第1页和第2页之间的路径AB上。可以看出,第1页左侧的磁场强度几乎为零。由于皮肤效应,只看导体表面的磁感应电流,它只流经板材的右侧。对于第2页,接近效应产生的涡流通过其左右两侧,流经表面的电流深度是此频率下的皮肤收集深度,而皮肤收集深度小于板材1右侧的皮肤收集深度和第2页左侧的皮肤收集深度。3.3反激变压器参数设计变压器是电源设计的重要组成部分,直接决定着信号输出的质量。反激式变压器的最终电流比方程虽然与传统变压器完全相同,但从严格意义上说,它并不是传统变压器的功能。反激式变压器与传统变压器的区别在于,主侧绕组和二次侧绕组不同时进行。由于存在各种杂散变量,工程师将根据设计结果的最重要参数,结合变压器等磁性元件的应用,选择最合适的参数。特定的场合。考虑因素包括:成本最低、体积最小、损耗最小、电流最大、电感最大等。首先,有三种方法来确定磁芯的大小。第一种方法是根据制造商提供的图表,根据实际的能量传输要求选择磁芯。如下表3.1所示。表3.1输出功率与部分磁芯尺寸的关系采用这种方法设计变压器的速度相对较快,但也存在很多问题。由于考虑不完整,设计结果很可能无法满足要求。第二个几何参数方法(KG方法)首先找出几何参数,查找表中的核心数,然后设计[13]。变压器的输出电压一般在满载和空载之间是不同的。输出电压的大小反映了输出电压的内阻Ri,它是通过调整速率来表示的。第三部分介绍了wm.t.McLyamn上校提出的区域产品法(AP)。尽管像AP这样的方法没有得到被向前推送的公式的确切值,但它更实用[1]。在变压器设计中,由于生产过程与材料的关系,必须存在工程误差,因此最终值只能是近似值。此外,制造商还在不断改进技术和开发新材料,因此工程师在实际应用中设计参数时需要集成最新的信息。一般情况下,图形、表和索引的方法可以最有效地获得预期的结果,各种参数的趋势是直观和可见的。在设计电感元件(如变压器)时,经验不足的初级工程师也可以使用此方法来设计参数。AP方法是指核心有效横截面面积和线圈有效窗口面积的乘积[13]。采用面积乘积法,不仅可以计算变压器芯的额定功率,还可以计算变压器表面积、温升、绕组转弯、电感等重要参数。第三章基于LM5117的降压型直流开关稳压电源设计为了更深入、直观地研究反激式开关电源,本文设计了一种LM5117降压直流开关电源。该开关电源主要基于LM5117降压直流开关稳压电源控制芯片。它由反激式变压器、反馈调节电路和整流滤波器电路组成。通过对变压器参数的微调,降低了输出纹波,通过设计滤波器电路降低了噪声。最后,达到了理想的效果。3.1设计方案描述设计了一种降压直流开关稳压电源。当额定输入直流电压为UINMAXES16V时,额定输出直流电压为UOUCS5V,最大输出电流为Iomaxuces3a。技术规范(1)额定输入电压下的输出电压偏差:UO=100mV;(2)输出噪声纹波电压峰值:VOPP<50mV;(3)效率>85%。LM5117是一种同步降压控制器,适用于由高压或宽范围输入电源供电的降压稳压器。它包括一个内部高压偏置调节器,为PWM控制器和NMOS栅极驱动器提供VCC偏置功率。VIN引脚可连接到高达65V的输入电压源。VCC调节器的输出设置为7.6v。当输入电压低于VCC设定值水平时,VCC输出可以用较小的电压降跟踪VIN。VCC调节器的输出电流限制为至少30mA。当VCC引脚电压超过VCCUV阈值且UVLO引脚电压高于UVLO阈值时,HO和LO驱动程序可以启动软启动序列。HO和LO驱动器保持活动状态,直到VCC引脚电压低于VCCUV阈值;当UVLO引脚电压低于UVLO阈值时,或当芯片核心温度超过热关断阈值时,将激活间歇模式[1]。电路设计如图3.1所示。图3.1原理图3.2理论分析计算3.2.1相关元器件选择[2](1)定时电阻RT：本在设计的开关频率的小尺寸和高效率之间进行权衡。选定为fs=480kHZ，则RT值通过如下公式：fs=5.2×109/RT(2）输出电感LO:最大电感纹波发生在最大输入电压。通过开关频率、最大纹波电流、最大输入电压和额定输出电压,可以根据以下公式计算本设计的电感值：本设计电感LO=100uH；则同样也以根据此公式算出IPPmax。(3）电流检测电阻RS：设计要求在额定输入电压下，最大输出电流I0≥3A；且在本设计中选择了9A的130%，根据公式：则可得出RS为7.3mΩ，本设计取8mΩ并联0.1Ω检测电阻。(4）边坡电阻RCS和边坡电容CCS:根据RCS和K的值,得到了该公式：；CCS=820pF5）输出分压器RFB2和RFB1:RFB2和RFB1是本设计中的反馈电阻。可以设置输出电压电平。这些电阻器的配比公式如下：；本设计取值RFB1=950Ω;RFB2=4.99kΩ。(6）UVLO分压器RUV2和RUV1和CFT:本设计中要求的启动电压和滞后是由分频器RUV2和RUV1设置的,启动电压设计为14V。CFT是一种分压器滤波器。RUV2和RUV1的值可以根据公式计算,如下所示：CFT则取值为47pF。(7)输出滤波电容组取值分别为：C1=470uF;C2=22uF;C3=22uF;C4=1uF;C5=0.1uF;C6=1nF;C7=820pF3.2.2环路补偿元件的取值1）确定所需的RCOMP：选择十分之一的开关频率根据fCROSS可以通过如下公式：本设计RCOMP=27.5kΩ。(2）确定CCOMP消除负载极点：已知RCOMP，则CCOMP计算公式如下：；本设计CCOMP=25nF(3）确定CHF，消除ESR零点：已知RCOMP和CCOMP，则CHF计算如下：。本设计CHF=189pF3.2.3降低纹波的方法波纹是叠加在直流稳定性上的交流元件。它对设计有很大的影响。它不仅使电器在设计中产生谐波,而且降低了设计的功率效率。本设计采用了两种措施：(1）通过公式：(Vg是输入电压,V是输出电压)。结果表明,在恒频的情况下,增加电感可以减小输出电流的波动。(2）通过公式：；得出的结论是,应增加电容。除了电感值外,输出电容的ESR值也直接影响输出电压纹波。当开关频率不变时,可以通过增加电感值来减少输出电流波动。通过这两点,可以降低纹波系数。3.3电路版设计本设计采用四路PCB板实现降压直流开关稳压电源模块,具有精度高、抗干扰能力强、体积小、重量轻等特点。PCB板的3D概述如图3.2所示。图3.2PCB板3D总览图PCB板每一层的设计图如图3.3所示。第1层:该层的设计主要分为两个模块:控制电路模块和MOS驱动模块。控制电路模块是LM5117芯片的位置。与0805型组件相比,该设计选择0402型元件来统一外设组件,具有更高的精度和更多的选择。MOS晶体管的驱动模块分为以下几个部分:高端电压输入、高端和底部MOS晶体管及其采样电阻、电感模块、功率输出和电源测试点。高端和低端MOS晶体管的输出、输入和驱动也是在这一层中设计的。此外,该设计还选择将MOS晶体管放平,从而消除散热器的重量,具有更好的散热和稳定性。图3.3PCB板各层设计图本设计针对四层隧道设计的电感模块,以防止电感耦合干扰,并统一控制电路其他部分以外的四层共同地面。第2层:除了电感模块外,本设计还将第二层设计为一层。这种层设计可以使整体抗干扰能力更强。三层:这一层主要分布在从上到下的以下设计线:高端和低端MOS管驱动线、MOS管反馈线,连接电流检测电阻(8m_resistance和0.1检测电阻)和电源反馈线。此外,该层还有三个测试点和电感部分。在这一层的上层和下层有地层板,这确保了最大的抗干扰精度。四层:在这一层中,设计了连接LM5117SW降压调节器的开关节点线和为芯片供电的三个电容器模块。除电感外,所有其他部件均在本地设计。3.4其他电路本设计过流保护电路图，如图3.4所示：图3.4过流保护电路图图3.5过流保护流程图根据设计要求,本设计增加了过流保护电路模块,将LM5117芯片10英尺电流监测仪的输出连接到LM358芯片。以7805三端稳压器为核心,通过TL431及其外围电路将输入16v电压转换为调节5V输出。其5V输出将是LM358的工作电压。当设计中出现过流时,LM358芯片的反向电压大于同相端子的反向电压。LM358芯片输出低电平,继电器悬挂红灯使LM5117进入开关模式,实现过流保护。如果设计中没有过流,继电器将在正常的闭合接触红灯中熄灭,使同相端电压大于反向相位端电压,LM358输出电平,LM5117将正常工作。流程图如图3.5所示。第四章系统测试介绍了本文设计的飞返多通道开关电源系统,以设计输出电压稳定的开关电源。本章将测试该开关电源的输出电压和纹波,并分析误差原因。4.1测试方案非电气化测试:连接焊接后,需要对电路进行检查。检查是确保电路正常运行的一个不可或缺的步骤。检查的主要内容包括部件的参数和极性是否正确,布线是否正确合理,焊点是否良好等。电路的静态检查正确后,可以打开电源进行调试。电力测试:连接电源,测试额定输入电压下的输出电压偏差和最大输出电流。根据设计要求,输出噪声纹波的峰值、负载调整率、电压调节率、工作效率的设计、过流保护模块的实现及其作用电流、外部电阻R对电源的输出控制端口和输出电压的高氧化功率进行了测试。4.2测试数据(1)测试的额定输入电压、额定输入电压、输出电压和输出电压偏差如表4.1。表4.1(2）在额定输入电压条件下，输入电压值、输出电流值的测量得出表4.2。表4.2(3)输出噪声纹波电压波形如图4.1所示。纹波是直流电压中的交流元件。理想直流电压是具有确定不变振幅的电压。在大多数情况下,直流电压是通过交流电源或三相整流滤波器获得的。但过滤总是不那么彻底,总会有一些交流元件,几乎所有的电源都存在波纹。即使我们使用电池作为电源,它也会因为负载的变化而产生波纹。它是由设计的电源产生的波形,每个电路的输出纹波电压满足设计要求,并在可控制的范围内。图4.1输出噪声纹波电压波形图(4)UO轻载、UO满载、负载调整率的相关测量值如表4.3。表4.3（5）电压调整率的相关测量如表4.4。表4.4(6)测试设计效率测试如表4.5。表4.5(7)测试过流保护模块动作电流如表4.6。表4.64.3测试结果分析(1)在额定输入电压下，本设计要求输出电压偏差可以根据所给公式：|ΔUO=|5V-UO|≤100mV；如表4.1所示，本设计满足要求。(2)如表4.2所示，在额定输入电压下，要满足设计要求：IO≥3A。(3)如图4.1所示，输出噪声纹波电压的峰值满足设计要求。：UOPP≤50mV(UIN=16V,IO=IOmax)。(4)如表4.4所示，本设计UO轻载、UO满载、负载调整率测量值满足设计要求：(5)如表4.5所示，本设计电压调整率相关测量满足设计要求：(6)如表4.5所示，本设计动作电流满足公式：IOth=3.2±0.1A。(7)如表4.6所示，本设计效率η根据公式：,满足设计要求η≥85%(UIN=16V,IO=IOmax)。第五章结论与展望随着电子产品的广泛应用,开关电源作为能源供应模块发挥着重要作用。飞返开关电源是小型电源产品中最理想的应用。本文主要研究了反激式开关电源的设计和稳定性。本文设计的降压直流开关稳压电源在额定输入为16V时,可输出5V直流电压和3a最大电流。试验结果表明,采用LM5117控制降压变换器、电压反馈补偿和同步降压技术可以实现稳定的电压输出。电源的输出电压偏差小,噪声纹波小,电源效率高,具有过流保护的功能。因为工作的需要和自学的重点,本文只重点研究了飞返开关电源的设计和研究。面对开关