【《主从同步系统从电机的转矩脉动抑制分析》3900字】

主从同步系统从电机的转矩脉动抑制分析目录TOC\o"1-3"\h\u558主从同步系统从电机的转矩脉动抑制分析 1148911.1主从系统从电机基波与谐波数学模型 235271.1.1带谐波的永磁同步电机基波电压方程 233041.1.2高次坐标变换及电压补偿原理 470601.2谐波电压补偿环节设计 575741.2.1谐波电流提取 5222601.2.2谐波电压补偿 5205701.3谐波电压补偿仿真研究 721981.4谐波电压补偿实验验证 10主从系统由连接结构及数据传输方式可为主系统、从系统。但是主系统与从系统两者单独来看采用的控制结构与传动方式都与传统的单机调速系统一致。因此，传统的单机调速系统存在的转矩脉动大的问题，在主从系统中依旧存在。主从系统中，从电机转矩的脉动来源主要分为两个方面，其一是单机系统本身的缺陷，机械设计结构以及开关器件存在死区时间和导通压降等原因，导致定子三相电流中谐波含量较大，进而使电机输出转速、转矩平滑度不够[38]。其二是主从控制结构这种传动方式固有的缺陷，放大了来自于主电机的转速波动，由基础转速、转矩数学公式可以得出，叠加效应使得从电机中转矩波动更加剧烈。国内外专家学者对于单机调速系统本身的转矩脉动问题做了许多的研究发现，转矩脉动主要来源于两个方面。一是齿槽转矩：电机定子齿槽不对称、绕组分布不完善以及铁心饱和会造成气隙磁场波形畸变[39]。齿槽转矩的改进方法主要以优化电机本体的设计从而优化气隙磁场的正弦度为主。二是谐波转矩：谐波转矩的根源是由于系统中功率开关器件存在死区效应以及导通压降[40]，两者会使得电机定子电流产生畸变含有大量5次、7次等高次谐波，这些谐波含量在转矩中变成6及其倍数次脉动量[41]。谐波转矩的改进方法主要通过采用无死区开关控制模式、向控制回路注入谐波电流、电流控制环上并联谐振控制器、在三相主回路中加入LC滤波电路等手段[42]。但这些方法通常算法复杂，设备繁多，实用性差。为了更好地解决功率器件死区效应及导通压降引起的谐波转矩问题，本文提出在电流控制环节补偿5次、7次谐波电压的抑制策略。控制单元叠加谐波补偿电压能够有效地消除主电路中的5次、7次谐波电流，从而抑制输出转矩中的6次脉动分量[43]。主要原理及实现方法如下文。1.1主从系统从电机基波与谐波数学模型在通用电机理论中，电机电磁转矩由电机反电势和主回路电流共同决定，反电势和电流波形越接近理想正弦波，电磁转矩也就越平滑。如前所述，逆变器本身的导通压降和死区效应会使输入到从电机的电压波形产生畸变，从而在主回路中产生5、7次谐波电流[44]，进而在电机输出转矩中产生6次脉动量[45-46]。因此，本章节以永磁同步电机的数学模型为出发点，分别建立其5、7次谐波的数学模型，并基于此数学模型提出一种抑制转矩脉动的控制策略。由于本章主要针对谐波转矩的优化策略，所以在分析过程中做出以下四点假设[47]：①电机本体为理想模型，三相绕组分布对称，星型连接；②不考虑电机的各种损耗；③认为电阻、电感参数在电机运行过程中为恒值，忽略铁心饱和效应；④定子三相电流中不含偶次谐波分量。1.1.1带谐波的永磁同步电机基波电压方程根据第二章永磁同步电机的数学模型，其在同步旋转坐标系下d、q轴电压方程如式(2-18)，电磁转矩如式(2-19)。在只考虑基波的情况下，电机稳定运动时，(2-18)电压方程中各项均为直流常量。因此，由式(2-19)电磁转矩也为恒值。当三相电流中含有高次谐波后，将含有交流量，电压、转矩中也将含有交流分量，其必然导致电磁转矩发生波动，这就是转矩脉动的数学来源。由于所用同步电机绕组采用Y型连接，因而三相电压中所含高次谐波将自动消除3及3的倍数次谐波，并且剩余电机奇数次谐波次数越高，其幅值也就越小。故以下将以5、7次谐波为主要研究对象。在经典旋转理论中，电机主回路电流中出现的5次谐波相对基波反向旋转，7次谐波相对基波同向旋转[48]。计及谐波后定子三相电压、电流如下： (3-1) (3-2)相电压、电流；基波、将式(3-1)、(3-2)经等幅坐标变换得到d-q同步旋转坐标系下电压电流方程如下： (3-3) (3-4)(3-3)、(3-4)式也印证了前述基波电压、电流变换至同步坐标系下皆为直流量，而5次、7次谐波为交流量的论述。并且可见定子电压、电流波形畸变就是因为6k+1(k=1,2,3…)次的交流分量。5、7次谐波在基波同步旋转坐标系中均以转速旋转，转向不同，再由式(2-19)可得电磁转矩中主要包含6次谐波分量，这就是前文6次转矩脉动的来源。将电流方程式(3-4)进行d-q坐标变换后代入式(2-18)得到含有谐波分量的电压方程： (3-5)如上式，在基波d-q同步旋转坐标系中，5、7次谐波以交流分量的形式出现在电压方程中。1.1.2高次坐标变换及电压补偿原理前文分析得出了调速系统定子电流高次谐波是转矩脉动的主要原因，而无论传统的还是带自适应功能的pi控制器对高次谐波都没有任何削弱能力。想要优化定子电流波形，则首先需要将这些高频周期量转化为直流量进行提取，之后由控制环节施加对应电压予以消除。经典坐标系转换理论中，n次谐波在对应次坐标系下为直流量，在其他坐标系下为交流量。此理论为提取谐波提供了方法。坐标变换理论中，d、q轴坐标系到5、7次坐标系转换矩阵如下： (3-6) (3-7)提取了高次谐波转化的直流量，就可以根据经典的欧姆定律对其进行补偿。补偿电压求取方法为，将电机原始d轴、q轴电压经式（3-6）变换到5次坐标系下并略去其中交流分量后，得到5次电压与5次电流关系如下： (3-8)同理，将电压变换到7次坐标系下，得到7次电压与7次电流关系如下： (3-9)、为5次、7次谐波磁链，电机在高速稳定运行时，此二项可忽略不计。1.2谐波电压补偿环节设计谐波电压补偿环节分两个步骤完成，先进行谐波电流提取之后再完成谐波电压补偿，以下对两个环节设计过程详细讲解。1.2.1谐波电流提取由上一节分析，电机运动过程中存在的转矩脉动就是因为电机电流中存在谐波分量。在闭环控制环节的、处加入相对应的谐波电压分量即可消除指定的电流谐波，获取谐波补偿电压需要首先提取5、7次谐波电流的直流量。提取方法为，先将三相电流变换至基波坐标系下得到、，再分别经过5、7次坐标变换矩阵获得对应坐标系下直流量。需要注意的是，坐标变换后的直流量中还含有基波及高次谐波转换而来的交流量，还需选取合适低通滤波器滤除其余交流分量后剩下的才是、、、。Simulink中谐波电流分离模块框图如下：图3-SEQ图3-\*ARABIC1谐波电流提取模块1.2.2谐波电压补偿将提取出的、、、带入（3-8）、（3-9），即可计算出一个前馈电压，由其数学方程可知该补偿器相当于比例控制器，所计算出电压值波动量较大且会延长系统稳定时间，补偿效果不好。而已知pi控制器对于稳态值有很强的跟踪能力，若再对、、、设计一个给定量为零的pi控制器，可以预见谐波消除速度会有很大提升，并且过渡过程也会更加平稳。由此设计5次谐波电压补偿模块如图3-2：图3-SEQ图3-\*ARABIC2补偿电压生成模块经过同样的生成模块可得到、。前述所得到的5次补偿电压、和7次补偿电压、为高次坐标系下的分电压量，需经反高次坐标变换后，才能得到基波坐标系下的d、q轴电压分量。再分别将d、q轴对应的5、7次分量相加才能得到最终的补偿量、。模块如图3-3：图3-SEQ图3-\*ARABIC3补偿电压注入模块综上所述，本文控制策略在前式（3-8）、（3-9）求取的补偿电压基础上叠加一个基于PI的5次、7次谐波电流闭环前馈补偿环节来获得更高效的补偿电压、并将其反馈到电流环控制器计算出的电压值中，来完成整个电压补偿系统的优化，系统模型如图3-4。图3-SEQ图3-\*ARABIC4电压补偿系统框图1.3谐波电压补偿仿真研究为了验证上述谐波电压补偿策略的有效性，在Matlab/Simulink环境下建立了调速系统模型，对加入上文中所述补偿算法系统与原始系统进行仿真对比，并分析两种情况下转矩脉动幅值与5、7次谐波电流谐波失真度。仿真选用凸极式永磁同步电机，通过设定逆变器死区时间和功率器件导通压降来模拟实际系统产生高次谐波电流。由于本方法主要针对谐波转矩，不考虑齿槽转矩影响，因此忽略了气隙磁场畸变。各相关参数见表3-1、3-2。表3-1电机参数表参数取值定子单相电阻0.00177交轴电感19.5直轴电感17.97电机极对数P3负载转矩1.0表2逆变器参数表参数取值IGBT正向导通压降/V0.7二极管导通压降/V1.1死区时间/us2给定转速为1000r/min、负载转矩为3仿真工况，加入谐波电压补偿算法前后输出转矩如图3-5、3-6：图3-SEQ图3-\*ARABIC5优化前转矩波形图3-SEQ图3-\*ARABIC6优化后转矩波形由图3-5、3-6可见，该算法显著提升了转矩平滑度，优化前转矩脉动幅度接近1.6N.m，优化后转矩脉动幅度变为了1.0N.m，主要脉动范围由优化前2.5N.m-1.4N.m变为了2.7N.m-1.2N.m，有效减小了转矩脉动幅度。(SEQ_\*alphabetica)电流波形（补偿前）(SEQ_\*alphabeticb)频谱分析（补偿前）(SEQ_\*alphabeticc)电流波形（补偿后）(SEQ_\*alphabeticd)频谱分析（补偿后）图3-SEQ图3-\*ARABIC7U相电流波形优化前后对比(a)5次电流（补偿前）(b)7次电流（补偿前）(c)5次电流（补偿后）(d)7次电流（补偿后）图3-SEQ图3-\*ARABIC85、7次q轴电流补偿前后对比由图3-7中U相电流优化前后波形对比可见，波形正弦度明显提升，谐波毛刺抑制效果明显。对其进行快速傅里叶变换得到电流频谱可知，加入算法后总谐波失真率(THD)由此前的9.74%减小至1.01%。5、7次谐波分量由加入算法前的1.38%、1.49%减小至0.09%、0.16%。通过图3-8电流对比也可发现，5、7次电流的q轴分量由此前的1A、-1.1A分别下降到了0A左右。以上波形及数据验证了该数学方法的有效性。1.4谐波电压补偿实验验证为进一步验证上述所提出谐波抑制方法的有效性和实用性，本文通过1.6kW的PMSM矢量控制平台对该算法进行了实验验证，并与未加入该算法时的电流波形进行对比分析。硬件实验平台如图3-9：图3-SEQ图3-\*ARABIC9硬件实验平台表3-3实验电机及逆变器参数表参数取值交轴电感19.5直轴电感17.97电机极对数P3IGBT正向导通压降/V0.7二极管导通压降/V1.1死区时间/us2实验主控制芯片采用TI公司的DSP-TMS320F283335，PWM频率设置为1