【《链式SVG控制方法研究》3300字】

链式SVG控制方法研究目录TOC\o"1-3"\h\u233091.2双极性和单极倍频的PWM调制原理 2321431.3载波相移SPWM（CPS-SPWM）理论 322181.3.1双极性CPS-PWM方法 4327411.3.2单极性PWM方法 5161921.3.3不同调制方式对比分析 515301.4直流侧电容电压平衡控制的方法 619471.1.2直流能量交换控制策略 753081.1.3几种电容电压平衡控制策略的比较 81.1SVG控制方法概述与分类SVG的控制属于动态无功补偿装置中的一种，因此，不管是基于外闭环反馈调节器和控制量选择来讲，还是说从大的控制策略的选择，相比较以往的SVC，其原则同样没有很大的变化。SVG相比于SVC，前者由补偿器生成的无功电流参考值为外闭环调节器输出的控制信号，而后者等效电纳的参考值为外闭环调节器输出的控制信号，且后者所需的等效电纳通过外闭环调节器输出的控制信号进行调节控制。基于SVG真正产生所需的无功电流如何由无功电流参考值调节这一关键环节才有多种多样的SVG具体控制方法形成，这完全不同于SVC所采用的触发延迟角移相控制原理。对于SVG产生所需无功电流由无功电流参考值调节具体控制方式主要有直接和简介两大类的控制方式。由于在基本维持恒定的系统电压值时，控制无功电流也即是间接的控制无功功率，所以，下述的说明都是以控制无功电流来说的。事实上，有功电流的控制还应该包含在SVG的电流控制任务中，以对电路中的有功损耗进一步的补偿。1）间接电流控制基于前述的SVG工作原理，把SVG等效成交流电压源进行看待，通过控制SVG变流器产生的交流电压基波的幅值和相位，进而实现交流侧电流的间接控制，即为间接电流控制。2）直接电流控制对电流波形的瞬时值选择踪型PWM控制技术进行反馈控制，即为直接电流控制。三角波比较方式和滞环比较方式为跟踪型PWM控制技术常用的两种方式。在本章中，全面的比较并详细的分析了双极PWM以及单极PWM的调制模式结果。此外，详细的分析了单极以及双极CPS-SPWM，同时分析了不同调制模式的结果。1.2双极性和单极倍频的PWM调制原理下图4-1给出了详细的单相全桥电压型逆变器单元拓扑结构，双极性PWM具体的工作机理图如4-2所示。三角载波uc要同调制波us进行比较，若us＞uc，电子开关IGBT：1、4打开，2、3断开，电路为正向输出电压；若us＜uc，电子开关IGBT：2、3打开，1、4断开，电路为反向输出电压；下图4-1为具体的图示。图4-1单相全桥电压型逆变器单元拓扑图4-2双极性PWM调制原理图下图4-3给出了详细的对于单极倍频PWM调制原理图。三角载波uc除了要同调制波us进行比较，负向的调制波还要进一步的进行比较。若us＞uc：1打开，2断开，uc＞负向us时：3打开，4断开.反之，小不大于时取相反的信号。对于输出电压来说，同时导通1和4的时候才为E，而同时导通2和3时则为-E，其他情况下均为0。1.3载波相移SPWM（CPS-SPWM）理论CPS-SPWM是一类在大功率工业电力和其他电子设备的开关调制中最为适宜的技术。下述对其基本设计思想的阐述是基于一相逆变器为实际案例进行的：fs和Us分别为调制波的频率以及n个级联逆变器共用调制波信号，1/n和fc表示各个三角载波的相位错开周期以及级联逆变器每个单元的三角载波频率，多电平的输出波形就能够被级联逆变器得到。上述的分析是基于单极倍频PWM调制以及双极性PWM调制两种技术来说的，对于单极倍频CPS-SPWM以及双极性CPS-SPWM两种技术方法在下文给出详细的介绍。1.3.1双极性CPS-PWM方法双极性PWM调制是双极性载波相移PWM调制的基础，核心思想是四个逆变器输出电压和总的相电压波形，下图4-4给出了详细的图示。下式（4-1）中的第1个为基于已有的报道所提出的双重傅立叶级数分析出双极性CPS-SPWM单个模块的输出电压，下式（4-1）中的第2个公式为N个H桥进行串联时的情况。基于以上论述可以双极性CPS-PWM主要的特征有以下2个：1）(N+1电压总的电平数由级联逆变器输出，基波分量比单个双极性PWM基波分量多N倍。2）次数最低的谐波群出现在N附近，换而言之就是有N倍的开关频率提高。1.3.2单极性PWM方法双极性倍频PWM是单极性PWM调制方法的基础。以一相逆变器为例，核心思想是调制波信号us和-us由N个级联逆变器共用，所有的调制波频率都是fs，而逆变器单元三角载波的频率为fc，将各个三角载波相位分别相互错开1/N或者是1/2N的三角载波周期，多电平的输出波形就可以被级联逆变器得到。具体如图4-6的原理图所示。图4-6单极倍频CPS-PWM调制原理不同的载波相移角度导致不完全相同的单极倍频CPS-PWM的输出特性。总和对比，频段由于移相π/N因谐波含量少而表现出较高的分布，因此在工程上比较适用。单倍频CPS-PWM的特征通过对相移角π/N的单倍频CPS-PWM的双重傅里叶级数进行深入的分析而得到，具体如下：1）(2N+1)电压总电平数由级联逆变器输出，基波分量比单个单极性PWM基波分量多N倍。2）不存在载波的N的奇数倍(m=1,3,5…)谐波。次数最低的谐波群出现在2N附近，换而言之就是有2N倍的开关频率提高。1.3.3不同调制方式对比分析上述分析比较了载波调制的常用方法，主要的结论以及结果在下表4-1中进行详细的罗列：1）采用载波移相技术,谐波消除得会比较"干净"。消除后的低次倍频谐波发射效果也比一般更好,且相比单极极性倍频开关，CPS-SPWM等效倍频开关的发射频率一般可以提高2n倍,双倍单极性倍频CPS-SPWM等效倍频开关的发射频率一般可以大幅提高0.n次。2）级联式逆变器的输入和电压波形较接近于正弦波,幅值比单个逆变器输出电压大N倍。其中通过单极性倍频滤波CPS-SPWM较之于双倍的极性倍频CPS-SPWM,它的两个输入滤波电平更加容易接近正弦波。1.4直流侧电容电压平衡控制的方法从上节的分析中我们知道，随着时间的推移，直流侧电容电压的平衡性会受到逆变器参数中的微小差异影响。所以以下2个方面在设计样机时要特别注意：（1）将脉冲发生器的精度进行提高，同时补偿电路增加；（2）务必选择统一生产厂家的统一类型零件。由于总是会存在参数的差异，因此在解决方式上可以从外部和内部两个方面着手。调制比改变和相位角偏差、并联电阻，以及能量交换是目前控制策略常见的选择方式。除此之外，别的方式都有自己的困难：相位角偏差要求脉冲发生器精度高、调节范围小、实现困难。大容量SVG采用CPS-PWM消除低阶谐波，各单元的调制比不同，不易改变对于交流能量交换，需要对多台逆变器进行控制，因此具有较高的额复杂程度。1.1.1并联电阻控制策略平衡电容电压通过并联电阻等价于改变并联损耗的方式，能够借助负载电阻以及IGBT串联构成电阻可调的支路。通过对IGBT占空比的改变，从而可以实现支路的电阻值的调节。并联直流电容和可调支路，并联损耗的调节通过对电阻的改变实现，基于已有的文献研究，可得到式（4-2）：U=I.Rj(Mcos((p-Nj)—kj)(4-2)上式，kj表示混合损耗，Nj表示脉冲延迟误差，M表示调制比，Rj表示并联损耗。若（U-）＞（Ui-），并联损耗的减少通过对电阻值的增大实现，反之，并联损耗的增大则通过对电阻值的增大实现。基于(4-2)，可以通过对适宜占空比以及电阻值的选择来达到均衡直流侧电容电压的效果，而占空比以及电阻的调整可以通过调节PI实现。下图4-7给出了详细的图示：图4-7并联电阻控制策略图1.1.2直流能量交换控制策略在电容电压有较大不平衡状况出现的时候，系统的损耗因为并联电阻而增加了，这时就可以将能量交换考虑进来。就交流能量交换策略而言，电压的相位决定了能量的流动，其大小与能量的流动无关，除了要对低于总平均值或者高于总平均值的桥路识别，同时还要对附加逆变器的相位进行计算，由于成本增加，从而导致整个控制系统就变得极其复杂，所以直流能量交换策略便出现了。直流母线经IGBT后变为交流，然后再经过二极管和隔离变压器同直流电容进行连接，除此之外，每一个逆变器的交流侧，也经过二极管和隔离变压器同直流母线进行连接，若逆变器出现较高的电压，则会通过交流侧向母线将能量释放出来，以促使电容电压下降；反之，则吸收能量，以促使电容电压上升。因为二极管的主要功能就是在电容的充放电过程中经过的回路不同，最终趋于稳态时，使得电压保持一致，该方式在实施时相当的简单便捷。同样，可用软件进行仿真，证实该策略的可行性。1.1.3几种电容电压平衡控制策略的比较下表4-2给出了不同的控制策略使用情况。不平衡程度较低的场合适用并联电阻，但因为并联电阻的存在而导致系统的损耗增加，相比较交流方式，