【《基于CMC的永磁直驱风电系统工作原理及控制策略分析》7500字】

基于CMC的永磁直驱风电系统工作原理及控制策略分析目录TOC\o"1-3"\h\u7363基于CMC的永磁直驱风电系统工作原理及控制策略分析 1105861.2.CMC工作原理 1245921.2CMC调制策略 483721.2..1SPWM调制策略 44871.2..2双电压调制策略 9165441.3双向开关四步换流策略 11149571.4风能最大功率跟踪 15215801.4.1风力机工作原理 15136431.4.2PMSG矢量控制 16随着风电机组的发展，海上风电单机容量持续增加，如仍采用传统690V低压并网，风电机组并网电流会越来越大，造成机组成本和损耗不断增加，并对风电机组的运行和维护带来了挑战。因此，采用基于PMSG的中压风电系统具有广阔的应用前景。本文研究了CMC在海上风电中的应用，该拓扑是一种交-交直接功率变换器，不需要中间直流环节，能够产生正弦的输入输出电流，并且输入功率因数和输出频率可调，具有能量双向流动特性。在本章中，对CMC的调制策略、双向开关四步换流策略及其对PMSG的矢量控制进行了研究，为后续章节奠定基础。1.2.CMC工作原理图2-1CMC基本单元如图2-1所示为CMC基本单元，即每相只含有一个功率单元，每个功率单元是由一个三相滤波电容(星形连接)和六个双向开关构成的三相-单相矩阵变换器，每个双向开关由两个IGBT和两个二极管反并联后再串联而成，变压器的二次侧漏感作为滤波电感，所以不需要额外的滤波电感。CMC多单元拓扑结构如图1-15所示，可以看做是多个CMC基本单元串联而成，为了减小输入侧的谐波，采用移相变压器对多个CMC基本单元的输入侧电压移相，假设由n个CMC基本单元串联构成的拓扑结构，则多个CMC基本单元的输入电压相位依次相差60/n角度，这样就使得变压器一次侧电流仅含6nk±1次谐波[REF_Ref69378784\r\h38]，极大地提高了输入侧电流的波形质量，例如由5个CMC基本单元构成的拓扑结构，则移相变压器二次侧电压相位依次相差12°，网侧电流仅含30k±1次谐波，谐波次数越高，谐波电流的幅值越小，谐波越容易被滤除，滤波器的体积也越小。根据图2-1，可以得出CMC基本单元的输出电压为： (2-1) (2-2) (2-3)上式中，Sjk表示双向开关状态（1-表示开通；0-表示关断），下标j∈（A,B,C）,k∈（1,2,3,4,5,6）。由于变压器二次侧三个三相绕组电压相同，所以由(2-1)、(2-2)、(2-3)得到电压矩阵方程表达式： (2-4)忽略三相滤波电容电流，三相输入电流为： (2-5) (2-6) (2-7)上式中m表示变压器二次侧绕组匝数和一次侧绕组匝数之比。同样由(2-5)、(2-6)、(2-7)可得电流矩阵方程表达式： (2-8)现在已经得出CMC基本单元的电压电流矩阵方程表达式，可以和典型的三相-三相矩阵变换器函数表达式进行对比，如下图2-2所示为三相-三相矩阵变换器的拓扑结构：图2-2三相-三相矩阵变换器的拓扑结构其中三相-三相矩阵变换器输入输出函数关系表达式为： (2-9) (2-10)上式(2-9)为三相-三相矩阵变换器电压函数关系表达式，(2-10)为电流函数关系表达式，分别对比(2-4)和(2-9)、(2-8)和(2-10)，可以看出，虽然矩阵元素不同，但是其表达形式是一样的，这就说明CMC基本单元能像传统的三相-三相矩阵变换器一样，合成需要的输出电压和电流。所以把CMC基本单元可以看作是特殊形式的三相-三相矩阵变换器，这为后续的研究奠定了数学基础。1.2CMC调制策略在本小节中，就CMC的调制策略进行详细的说明，如图1-16所示为三相-单相矩阵变换器拓扑结构，三相-单相矩阵变换器等效交-直-交拓扑结构如图2-3所示，等效电路左侧是一个三相全桥整流电路，右侧是一个单相全桥逆变电路。三相-单相矩阵变换器换流有严格的要求，就是输入侧不能短路，输出侧不能开路，所以三相-单相矩阵变换器在工作时，与输出端p和n分别相连接的三个双向开关有且只能有一个导通。图2-3三相-单相矩阵变换器等效交-直-交拓扑结构1.2..1SPWM调制策略如图2-4所示的正弦脉宽调制(SinusoidalPulseWidthModulation,SPWM)策略[REF_Ref69378894\r\h39]，利用绝对值最大的输入线电压来合成具有三电平的期望输出电压。其调制思想和传统交-直-交拓扑结构采用SPWM调制方法一样，简单来说，如图2-3所示，左侧可以看做是一个整流单元，将三相交流整流成一个六脉波的直流，右侧H桥通过采用SPWM调制将直流逆变成交流，只不过三相-单相矩阵变换器是一步完成这个过程。其调制方法如下所示：图2-4三相-单相矩阵变换器的SPWM调制策略图2-5三相输入电压分区示意图首先以三相输入相电压Via、Vib、Vic的交点为分割点把三相输入相电压在一个周期内分成六个区间分别标号，如图2-5所示，每个部分的三相输入相电压都呈单调变化。根据每个区间电压的特征来判断该区间的标号，如图2-6所示，通过输入相电压之间的相互比较可以得到输入相电压所在的区间标号X，例如当Via>Vib>Vic时，XA、XB、XC分别为1、1、0，代表输入相电压所在的区间标号X=6，其他区间电压标号信息如表2-1所示。图2-6输入相电压所在的区间标号判断图2-7输出参考电压和单极性载波比较此外，还要判断输出参考电压的极性，如图2-7所示，让输出参考电压与单极性三角载波进行比较产生信号L，其值可能等于1、0、-1，分别对应正极性电压、零电压和负极性电压，最后通过查表找到合适的触发脉冲，所有状态下的触发脉冲信息如表2-1所示。表2-1所有状态下的触发脉冲状态XAXBXCXLS1S2S3S4S5S611,1,06+11,0,0,0,0,120,1,02+10,1,0,0,0,130,1,13+10,1,0,1,0,040,0,11+10,0,1,1,0,051,0,15+10,0,1,0,1,061,0,04+11,0,0,0,1,071,1,06-10,0,1,1,0,080,1,02-10,0,1,0,1,090,1,13-11,0,0,0,1,0100,0,11-11,0,0,0,0,1111,0,15-10,1,0,0,0,1121,0,04-10,1,0,1,0,0131,1,0600,0,1,0,0,1140,1,0200,0,1,0,0,1150,1,1301,0,0,1,0,0160,0,1101,0,0,1,0,0171,0,1500,1,0,0,1,0181,0,0400,1,0,0,1,0由于滤波器的存在会导致变流器输入功率因数不为1，因此为了使输入电压电流同相位，需要改变输入电流的相位，使电流在水平方向上发生偏移，由上面调制策略可知，输入电流的相位会随着输入电压信号的相位变化而改变，所以只需改变电压信号的相位即可。下面对图2-8所示的控制方法进行详细说明。图2-8电流相位的调整方法给定偏移相角θ，根据式(2-12)求出偏移矩阵，如式(2-11)所示，根据式(2-11)求出电压参考信号Vio。 (2-11)根据||Vi||=||Vio||，得出h1(θ)、h2(θ)、h3(θ)参数表达式为： (2-12)根据上述公式可以改变电压和电流之间的相位差，通常只是对无功功率进行直接控制，而不是直接对相位进行控制，所以可以采用闭环控制的方式来控制无功功率的大小，然后通过PI调节器得到相应的偏移角θ，如下图2-9所示：图2-9网侧无功功率控制策略无功功率参考值Qs*和电源侧发出的无功功率Qs做差送入PI调节器，然后送入限幅模块，上下限可以设为π和-π，最后再送入限速率模块得到偏移相角θ，其中电源侧的无功功率计算可以按式(2-13)进行计算。对电源电压Vs和电流is进行Park变换，分别得到dq轴分量vsd和vsq、isd和isq，无功功率Qs表达式为： (2-13)当CMC每相含有多个功率单元时，可以采用脉宽调制技术，脉宽调制技术包括载波相位垂直(CarrierPhaseDisposition,CPD)调制技术和载波移相(CarrierPhaseShifted,CPS)调制技术，该调制技术的目的主要是在CMC输出侧拟合出正弦的输出电压波形，尽量的减少谐波，降低开关频率。(1)CPD调制技术CPD调制技术是指使载波在垂直方向移动相同的距离所形成的载波技术，假设CMC每相含有n个功率单元，在垂直方向上就需要n个载波，每个载波控制一个功率单元，调制原理如下图2-10所示，该方法相比CPS可以明显的减少谐波，使用该调制策略也可以采用普通的多绕组变压器，相比移相变压器减少了成本，但是这种方法的缺点也很明显，就是每一相上的功率单元所流过的功率不一致，这样会造成期间损耗不同，导致开关寿命不一样。图2-10CPD调制技术示意图(2)CPS调制技术图2-11CPS调制技术示意图CPS调制技术是指用多个幅值和频率相同，水平方向上相位不同的载波与调制波进行比较，得到相应的开关脉冲，调制原理如图2-11所示，假设CMC每相含有n个功率单元，在水平方向上就需要n个载波，根据移相角度的不同，又可以分为2π/n移相和π/n移相，这两种方式进行对比可以发现，当每相含有奇数个功率单元时，两者无明显区别，但是当含有偶数个功率单元时，采用π/n移相方式更优，输出波形更好，谐波含量更低。相比于CPD调制技术，CPS方法更为简单，每个功率单元流过的功率一致，不会出现部分开关由于损耗过高导致寿命降低，但是缺点也很明显，就是输出电压的变化率(dv/dt)较高，从而会导致绕组之间容易发生电晕，且输出电流质量下降，为了克服以上缺点，需采用移相变压器。本文后续仿真中，均采用CPS调制。1.2..2双电压调制策略图2-12三相输入电压分区示意图双电压调制策略是指在每个开关周期内，按照不同的占空比，使输入线电压来合成期望的输出电压，并在一个开关周期内使输出电压的平均值等于期望输出电压，根据输入电压的瞬时值来计算实时的占空比，从而控制开关管的导通截止[REF_Ref69391230\r\h40]。下面详细说明调制策略。首先将三相输入电压分成12个区间，如图2-12所示，每个区间的三相电压都呈单调变化，且其中两个电压与另一个电压异号，期望输出电压按照大于0和小于0分成两个扇区。对每个扇区的输入电压按照值的大小分成umax、umid、umin，表达式如下： (2-14)三相输入电压被标记为umax、umid、umin，相应的输入电流被标记为imax、imid、imin，然后再设定基准电压，即umax、umid、umin中绝对值最大的被设为基准电压ubase，由图2-12可知，基准电压ubase在umax和umin中交替变化。以期望输出电压大于0时为例来说明调制方法，为了简化公式，定义以下变量： (2-15) (2-16)图2-13PWM开关模式示意图如图2-13所示，一个开关周期Ts=2t1+2t2+t3，以ubase=umax为例，一个开关周期平均输出电压值为： (2-17)引入输入电流分配因子α，其表达式为： (2-18)由(2-17)和(2-18)可得到各时间段t1、t2、t3表达式为： (2-19) (2-20) (2-21)为了减小输入电流的谐波和单位功率因数，常采用以下电流分配因子表达式： (2-22)当CMC每相含有多个功率单元时，使同一相的每个功率单元开关脉冲触发时间依次相差Ts/n，这样在输出侧就可以产生多电平的输出波形。1.3双向开关四步换流策略在传统的交-直-交变流器中，由于存在自然的续流通道，所以不需要换流策略，但是在矩阵变换器中不存在自然的续流通道，所以需要相应的换流策略来避免相与相之间会出现输入侧短路和输出侧开路的现象[REF_Ref69393174\r\h41]。理论上来说，开关器件如果可以瞬时开通和关断，则不需要换流策略，但是在实际运行中，由于驱动信号的延迟、开关动作时间的差异、同一产品制造工艺的不同等都会造成两个开关不能同时动作，为了能让变流器在工作中正常的运行，安全的换流策略至关重要。如图2-14所示，双向开关包含4个IGBT，所以必须多步才能完成换流，本文将在下面分别说明电流型四步换流和电压型四步换流策略，并给出电流型四步换流的具体实现方法。图2-14连接同一输出项的两个双向开关之间换流(1)电流型四步换流三相-单相矩阵变换器的每个输出端都连接着3个双向开关，而这3个双向开关任意时刻只有一个开通，剩下两个关闭，因此换流只会发生在两个双向开关之间，如图2-14所示，Ua和Ub代表此时a和b相的输入电压，双向开关S1包含两个开关S1n和S1p，双向开关S2包含两个开关S2n和S2p，io表示输出电流，定义当io方向从左往右时为io>0，从右往左时io<0。假设此时输出电流由a相电源提供，现在要把电流从a相换到b相，下面就io>0时详细说明换流步骤，如图2-15(a)所示：(a)io>0时的换流步骤(b)io<0时的换流步骤图2-15电流型四步换流步骤第一步，此时电流从S1n流过，关断开关S1p。第二步，开通开关S2n，如果此时Ua>Ub，那么开关S2n依然不会导通，电流依旧从开关S1n流过，如果Ua<Ub，那么开关S2n导通，电流从a相换至b相，开关S1n截止。第三步，关断开关S1n，如果上一步电流仍从a相流过，这一次将强迫电流换至b相。第四步，开通开关S2p，至此换流结束，开关S2已经被全部开通。同理，当io<0时，其换流步骤如上图2-15(b)所示。从上面的换流步骤图可以看到，每一步换流之间相差时间间隔Δt，以防止开关动作延时导致换流失败，所以需要一定的缓冲时间。第二步中，如果电流自然换至b相，我们称这种换流为自然换流，如果电流是在第三步从a相换至b相，我们称为强迫换流，电流型四步换流不需要知道输入电压的大小，只需要知道输出电流的方向，所以在实际换流操作中，只需安装电流传感器即可。在换流的第一步和第四步中，开关S2n和S2p是0电流或者0电压开通关断，所以几乎没有开关损耗。第一步是换流的准备，第四步是换流的结束。(2)电压型四步换流与电流型四步换流相比，电压型四步换流需要知道输入电压的大小而不需要知道电流的方向，换流步骤如图2-16所示，下面就详细的说明电压型四步换流的步骤。假设此时电流从双向开关S1流过，且Ua>Ub，此时电流的方向未知，现在要把电流从a相换至b相。(a)Ua>Ub时的换流步骤(b)Ua<Ub时的换流步骤图2-16电压型四步换流步骤第一步，首先开通S2n，此时并不知道电流的方向，所以不能关断开关S1，又因为电压Ua>Ub，所以开关S2n并没有导通，不会发生短路，电流仍由a相提供。第二步，断开开关S1n，如果此时io>0，那么电流将强迫换至b相，如果io<0，电流仍从开关S1p流过。第三步，开通开关S2p，如果上一步没有换相，那么这一步电流将从开关S2p流过。第四步，关断开关S1p，此时开关S2已经被完全打开，至此换流结束，为下一次换流做准备。同理，当Ua<Ub时，换流步骤如图2-16(b)所示。两种四步换流步骤都需要时间间隔3Δt，如果PWM脉冲周期小于3Δt，可能会发生两次开关信号重叠，使输入输出波形发生畸变，甚至可能换相失败，产生短路，出现电流过尖峰，导致设备损坏。理想状况下，换流是瞬间完成的，所以尽可能的降低换流时间，将影响降到最低。电流型四步换流需要检测输出电流的方向，一般采用霍尔传感器来直接检测电流的方向。电压型四步换流是根据输入电压的大小来进行换流，可以采用霍尔传感器或变压器得到输入电压的大小，所需要的传感器较多，导致成本有所上升，电流型四步换流策略提出的最早，应用的最为广泛，是其他换流策略的基础，已经成功用于各种矩阵变换器的样机中[REF_Ref69393443\r\h42]。但是这两种方法都存在一些问题，当输出电流接近于0的时候，难以判断电流的方向，采用电流型四步换流可能失败，同样当两相输入电压大小相接近时，难以判断输入电压的大小，采用电压型四步换流可能失败，所以在实际应用中，会在这些关键点设置一个较小的换流死区，即在这些点不发生换流。本文后续仿真中选择电流型四步换流策略。以三相-单相矩阵变换器输出端p所连接的三个开关为例，我们只要知道其中两个开关信号就可以就可以知道剩下一个的开关信号，所以比较任意两个开关前后时刻的状态就能知道哪两相需要换流，如图2-17所示，将开关信号S1、S2送入D触发器(在仿真中用Memory模块代替)，由S1开关信号得到Sa、Sb，由S2得到Sc、Sd，分别比较Sa和Sb、Sc和Sd的状态，就能确定是否进行换流。例如当Sa≠Sb、Sc≠Sd时，说明此时a相和b相要进行换流，如果Sa=Sb、Sc=Sd时，说明不需要换流。图2-17换流判断方法采用电流型四步换流时，三相-单相矩阵变换器一个输出端的换流有13种情况，开关信号S1、S2对应所有的换流情况如表2-2所示。将所有的换流情况存储在存储器中，根据每一种换流情况得到相应的换流步骤，减小了换流所需的计算量。表2-2换流策略码SaSbScSdio换流情况0110io>010110io<020010io>030010io<041001io>051001io<060001io>070001io<080100io>090100io<0101000io>0111000io<012不换流131.4风能最大功率跟踪1.4.1风力机工作原理风力机捕获来自空气中的动能，带动发电机转子转动，将风能最终转换为电能，实现风力发电。根据空气动力学原理，一定速度和密度的空气动能可表示为： (2-23)上式中，R表示风轮半径，v表示风速，ρ表示空气密度。风力机捕获的风能可表示为： (2-24)上式中，Pm表示风力机从风能中捕获的机械功率，Cp为风能利用系数，是关于桨距角β和叶尖速比λ的函数，由式(2-24)可知风力机半径越大则风力机功率越大。叶尖速比λ是风力机叶尖线速度和风速的比值，可表示为： (2-25)上式中，ω表示风力机的角速度。风能利用系数Cp与桨距角β和叶尖速比λ的关系可用如下函数表示： (2-26)上式中λi可表示为： (2-27)风力机捕获风能后输出的机械转矩T可表示为： (2-28)图2-18风机功率特性曲线由式(2-26)可知，风能利用系数Cp与桨距角β有关，对于给定桨距角β，总存在一个最佳叶尖速比λ=λopt，使得Cp达到最大值Cpmax。如图2-18所示为β=0时风机功率特性图，由式(2-25)可知，叶尖速比λ与风轮转速ω有关，所以在风速一定时调节风力机的转速使其叶尖速比维持在最佳处，可以实现最大化的风能捕获和功率转换，这就是风能最大功率跟踪(MaximumPowerPointTracking,MPPT)的原理，在额定风速以下时，通常使桨距角为0°，这样可以获得最大风能利用系数，在超过额定风速的时候，改变桨距角使风机捕获的功率维持在额定值，桨距角控制策略如下图2-19所示，其中Ps*和Ps分别表示系统的额定功率参考值和实际的并网有功功率，将二者差值送入PI调节器，然后送入限幅模块、限速率模块得到桨距角β。图2-19桨距角控制策略1.4.2PMSG矢量控制PMSG近几年已经被广泛应用于全功率风力发电机组，在风力发电中扮演着越来越重要的角色，由于转子是永磁体，不需要励磁绕组，因此结构得到了简化，降低了维护成本，提高了系统的可靠性，另一方面不需要从电网吸收无功功率，提高了功率因数[REF_Ref69393901\r\h43]。为了方便准确的建立PMSG的数学模型，对PMSG作如下假设：第一，忽略定子铁心饱和，磁滞损耗和涡流损耗。第二，永磁体磁链不受外界其他因素影响。第三，忽略转子上的阻尼绕组和谐波影响。在三相静止坐标系下，PMSG三相定子电压方程可表示为： (2-29)上式中，ua、ub、uc表示三相定子电压，ψa、ψb、ψc表示三相定子磁链，ia、ib、ic表示三相定子电流，Rs表示定子相电阻。以转子永磁体磁链方向为d轴，超前d轴90°方向为q轴，定子三相电压方程在dq轴坐标系下可表示为： (2-30)上式中，ud、uq表示定子电压dq轴分量，id、iq表示定子电流d