【《耦合电感倍压单元Sepic变换器设计案例》5300字】

耦合电感倍压单元Sepic变换器设计案例目录TOC\o"1-3"\h\u1886耦合电感倍压单元Sepic变换器设计案例 1267821.1引言 118501.2拓扑结构分析 155641.2.1工作模态 2222411.3性能分析 526591.3.1电压增益M 551811.3.2开关管和二极管的电压应力 7117791.3.3开关电流应力 734251.3.3占空比丢失 9125811.3.4仿真验证 10267391.4电容叠加后耦合电感倍压单元Sepic变换器 12251271.4.1基本工作原理 13163511.4.2开关管和二极管的电压应力 1623491.4.3占空比丢失 17320211.4.4仿真验证 1731551.5性能对此 201.1引言上一章通过对比各种推演所得拓扑，选出增益高、器件电压应力较低两种拓扑。为了更清楚这两种变换器的工作方式和各项性能，分别进行详细分析。1.2拓扑结构分析图2.12(f)拓扑结构如图1(a)所示，拓扑中中含有一个直流电压源，开关管，储能电容、、，输出滤波电容，二极管、、，负载电阻。为了分析方便，耦合电感结构用等效变压器结构进行表示，由漏感，励磁电感并联匝比的理想变压器组成，其中、分别为原边、副边匝数，耦合系数为。为了方便理论分析，假设如下：1)各元器件均为理想器件；2)漏感与电容在单位周期内不发生谐振；3)电容的容值足够大，其稳态电压纹波可忽略。(a)变换器拓扑结构(b)变换器等效电路图图1.1耦合电感倍压单元Sepic变换器Figure1.1CoupledinductorvoltagedoublerunitSepicconverter1.2.1工作模态在CCM模式下，所提拓扑在一个单位周期内有5各工作模态，如图1.2所示。图1.2CCM模式下主要工作波形Figure1.2MainoperatingwaveformsinCCMmode开关模态Ⅰ:在时刻，开关管和二极管导通，二极管和关断。电感上的压降为输入电压，变压器一次侧的压降为，电容为变压器电感原边充电，励磁电感储能，电流、、、线性上升。(1.1)(1.2)(1.3)开关模态Ⅱ:该模态持续时间很短，在时刻，开关管关断，二极管导通，维持关断状态，输入电源和储能好的电感为电容充能，耦合电感漏感经二极管为电容充电，变压器的二次侧压降约为，变压器副边继续为电容充电，电流、、开始线性下降，当漏感电流等于励磁电流时，副边电流上升至零，该模态结束，(1.4)(1.5)开关模态III:在时刻，耦合电感副边电流过零，则二极管零电流关断。二极管导通，时刻前，励磁电感释放能量，耦合电感副边同电容和向负载充电，漏感电流在时为零时，输入电源向耦合电感原边再次充电，此模态期间，而电流、、、线性下降。(1.6)(1.7)(1.8)(a)开关模态1(b)开关模态2(c)开关模态3(d)开关模态3(e)开关模态4(f)开关模态5图1.3各开关模态的等效电路Figure1.3Equivalentcircuitofeachswitchmode开关模态Ⅳ:在时刻，二极管零电流关断，其两端存在很小的反向电压，励磁电感电流下降斜率不变，同上一模态，变压器的副边同电容继续为负载提供能量，副边电流开始下降，漏感电流开始反向线性上升，电流变化率同上一模态。(1.9)关模态Ⅴ:在时刻，开放驱动信号，开关管零电流导通，二极管、维持关断状态，励磁电感继续释放能量，副边电流继续下降，漏感电流反向减小，时漏感为零，此后线性增大。耦合电感副边继续为负载提供能量，到时刻，漏感电流等于励磁电感电流，此时二极管零电流关断，该模态结束。(1.10)1.3性能分析变换器正常工作时处于CCM状态，由于漏感很小，模态Ⅱ和模态Ⅴ持续时间相对一个周期很短，为了简化分析，忽略模态Ⅱ和模态Ⅴ，忽略器件损耗影响。1.3.1电压增益M根据式(1.1)、(1.6)电感伏秒平衡可得：(1.11)根据式(1.3)、(1.7)，由电感的伏秒平衡可得：(1.12)根据工作模态Ⅰ时可得：(1.13)联立公式(1.11)、(1.12)、(1.13)可得：(1.14)(1.15)(1.16)由模态III可知，输出电压为：(1.17)联立式(1.14)~(1.17)，在理想无损耗条件下的电压增益为：(1.18)当时，变换器的增益为：(1.19)根据公式(1.18)可知，占空比、耦合匝比、耦合系数影响电压增益。为了能直观说明各影响因素对输出增益的影响程度，作出增益与匝比的二维曲线图，耦合系数、占空比、电压增益的三维图。根据图1.4可知，视变压器漏感为零，即耦合系数，耦合匝比不变时，仅调节占空比能提高电压增益，但提升幅度小且占空比数值过大，增加开关导通损耗。占空比不变时，通过增大耦合匝比能大幅度提高电压增益，避免占空比处于极限数值，说明了耦合电感型变换器的升压优势。图1.4电压增益与占空比、耦合匝比关系Figure1.4Therelationshipbetweenvoltagegainanddutycycleandcouplingturnsratio如图1.5所示，变换器耦合匝比时，耦合系数对电压增益有一定影响，耦合系数越小，电压增益相对全耦合时越小，耦合系数减小0.1左右，输出增益减小数倍，因此变压器制作时考虑耦合系数是十分重要的。图1.5变换器增益与耦合系数、占空比的关系Figure1.5Therelationshipbetweenconvertergain、couplingcoefficientanddutycycle1.3.2开关管和二极管的电压应力为了简化分析，令耦合系数，忽略漏感影响。开关和二极管电压应力为：(1.20)二极管和电压应力为：(1.21)由上述电压应力公式可知，开关管和二极管的电压应力相等，且远小于输出电压，匝比越大其电压应力越小。二极管和的电压应力相等，上述器件都小于输出电压，可选用低耐压器件减少损耗。1.3.3开关电流应力由于漏感的值很小，电流变化迅速，时间较短，可忽略模态Ⅱ、Ⅴ过程，得到的简化波形如图1.6所示。图1.6简化后的主要工作波形Figure1.6Simplifiedoperationwaveforms根据开关模态1中公式，可以推导出：(1.22)(1.23)(1.24)其中，为各类电感的电流纹波。根据励磁电感的伏秒平衡可得，励磁电流周期内电流平均值为零。电流的平均值等于输入电流。根据电容的安秒平衡原理，二极管和单位周期的平均电流等于输出电流，则二极管的电流应力（峰值）可表示为：(1.25)(1.26)(1.27)不考虑变换器损耗，假设效率为100%，可得输入电流为：(1.28)根据图1.6所示，开关在时刻取得，则开关管的电流应力可表示为：(1.29)根据电流应力公式，器件的电流应力与占空比大小有关。占空比越大，二极管电流应力越大，二极管电流应力减小；当占空比接近0或1时，开关管电流应力将无穷大。为了使各器件电流应力相对较小，占空比的取值为0.5~0.6左右。1.3.3占空比丢失在实际工作时，漏感的大小会导致变换器占空比丢失问题，实际电压增益比理想情况偏低，忽略开关模态2、5、的电流波形，简化图为图1.6。(为时刻到时刻的时间，以此类推)漏感上的压降为：(1.30)(1.31)而输出电压可以表达为：(1.32)电容压降为：(1.33)二极管的电流应力（峰值）为式(1.26)、(1.27)已求出，不再列写。结合公式(1.26)、(1.27)、(1.30)~(1.33)，令,可计算出较精确的变换器电压增益：(1.34)由式(1.34)可知，实际电压增益受占空比、开关频率、负载电阻、漏感大小等因素影响。图1.7为频率，负载电阻，耦合电感匝比时变换器实际增益曲线，可以看出漏感值越大占空比丢失越严重，实际电压增益偏低严重，因此在耦合电感制作时应减少漏感产生以便减少电压增益缺失。图1.7电压增益与的漏感关系Figure1.7Therelationshipbetweenvoltagegainandleakageinductance1.3.4仿真验证通过PSIM软件搭建上述拓扑的仿真电路，仿真参数如表1.1所示，仿真平台如图1.8所示，仿真波形如图1.9所示。表1.1仿真参数Table1.1Thesimulationparameters参数数值输入电压Vin/V12输出功率Po/W100开关频率fs/kHz50输入电感L1/μH100耦合电感匝比NNs/Np=2励磁电感Lm/μH85漏感Lk/μH1.2电容C1、Co/μF220电容C2、C3/μF100开关管S占空比0.6图1.8仿真平台Figure1.8Thesimulationplatform(a)输入、输出电压波形(b)输入电感L1电流波形(c)开关管电压和电流波形(d)二极管D1电压和电流波形(e)二极管D2电压和电流波形(f)二极管DO电压和电流波(f)驱动电压、漏感电流、副边电流波形图1.9仿真波形Figure1.9Thesimulationwaveform通过图1.9(a)可知看出，变换器在在输入电压为12V时，输出增益为105.7V，由于漏感存在，器件损耗，与理论值偏差2.3V，符合理论偏差；图(b)为输入电感电流纹波曲线，纹波可达1.3~1.5A，在其他参数下数值可能更大，说明了耦合电感型变换器存在输入电流纹波大的问题；图(c)~(f)为各器件电压应力和电流应力仿真波形，各仿真电压应力波形与理论分析几乎相同；开关管两端电压约30.9V，能实现零电流导通，降低导通损耗；漏感和副边电感电流变化与理论分析几乎一样，所有仿真波形及数据证明了理论分析。1.4电容叠加后耦合电感倍压单元Sepic变换器为了进一步提高电压增益，在图1.1拓扑基础上增加一个电容和一个二极管形成新型电容叠加倍压单元变换器，该拓扑结构与2.14(f)拓扑相同，如1.8(a)所示，具有一个直流输入电压源，一个开关管，电容、、、、，二极管、、、，负载电阻。为了分析方便，同1.1变换器等效原理进行简化，得到等效图(b)，各假设条件同1.2节所述条件一样。(a)变换器拓扑结构(b)变换器等效电路图图1.10耦合电感电容叠加倍压单元Sepic变换器Figure1.10CouplinginductancecapacitorsuperpositionvoltagedoublerunitSepicconverter1.4.1基本工作原理在CCM模式下，图1.10拓扑在一个单位周期内有5各工作模态，如图1.11所示，下面进行分析。开关模态Ⅰ:在时刻，开关管和二极管导通，二极管、、关断。输入电源向电感感充电，电容为变压器电感原边充电，励磁电感储能，电流、、、线性上升。开关模态Ⅱ:在时刻，开关管关断，二极管导通，其余二极管维持原状态。输入电源和储能电感为电容和充电，耦合电感剩余漏感经二极管和电容循环利用，变压器的二次侧压降约为，电流、、开始线性下降，该模态持续时间很短。开关模态III:在时刻，漏感电流等于励磁电感电流，耦合电感二次侧电流方向改变，副边电流过零，则二极管零电流关断，二极管导通，时刻，漏感电流为零，然后方向改变，此模态期间滤波电容进行充电，而电流、、、线性下降。开关模态Ⅳ:在时刻，二极管零电流关断，零电流导通。励磁电感电流下降斜率不变，同上一模态，电容、、充电，放电，漏感电流开始反向线性上升。关模态Ⅴ:在时刻，开放驱动信号，开关管零电流导通，励磁电感放能，变压器副边电流继续下降，而反向漏感电流线性减小，输入电源向电感充电，变压器二次侧的压降为，时刻，漏感电流等于励磁电感电流，二极管零电流关断。图1.11在CCM模式下的主要工作波形Figure1.11MainoperatingwaveformsinCCMmode开关模态1开关模态2开关模态3开关模态4开关模态5图1.12各开关模态的等效电路Figure1.12Mainoperationwaveforms由图1.12开关模态Ⅰ可列写电感和励磁电感方程：(1.35)(1.36)根据开关模态III工作情况，同样可列写电感和励磁电感方程：(1.37)(1.38)根据式(1.36)、(1.38)，由电感的伏秒平衡可得：(1.39)(1.40)根据式(1.35)、(1.37)，由电感的伏秒平衡可得：(1.41)当变换器工作在工作模态Ⅰ时，电容可以用和表示为：(1.42)联立公式(1.39)~(1.42)可得：(1.43)(1.44)(1.45)(1.46)(1.47)由模态III可知，输出电压为：(1.48)联立式(9)~(12)，变换器在理想无损耗条件下的电压增益为：(1.49)当时，变换器的增益为：(1.50)1.4.2开关管和二极管的电压应力为了简化分析，忽略漏感的影响，令耦合系数。开关和二极管的电压应力：(1.51)二极管和的电压应力为：(1.52)二极管的电压应力为：(1.53)由推导的电压应力可知，其中开关管和二极管的电压应力最小，其匝比越大电压应力越小；二极管、的电压应力随占空比增大而减小，与匝比无关；二极管电压应力随匝比提高而增大，但所有器件均低于输出电压，可选用低耐压器件降低损耗。1.4.3占空比丢失在实际工作时，漏感的大小会导致变换器占空比丢失问题，实际电压增益比理想情况偏低，忽略开关模态2、5、的电流波形，(为时刻到时刻的时间，以此类推)，与上述1.33节占空比丢失计算方式相同，同样计算公式不再列写。而输出电压可以表达为：(1.54)电容压降为：(1.55)结合公式(1.30)、(1.31)、(1.54)~(1.55)，令,可计算出较精确的变换器电压增益：(1.56)图1.13实际电压增益与漏感的关系Figure1.13Therelationshipbetweenactualvoltagegainandleakageinductance由式(1.56)可知，实际电压增益受占空比、开关频率、负载电阻、漏感大小等因素影响。图1.13为频率，负载电阻，耦合电感匝比时变换器实际增益曲线。可以看出漏感值越大占空比丢失越严重，实际电压增益偏低严重。1.4.4仿真验证通过PSIM软件搭建上述拓扑的仿真电路，仿真参数如表1.2所示，仿真平台如图1.10所示，仿真波形如图1.11所示。表1.2仿真参数Table1.2Thesimulationparameters参数值输入电压Vin/V12输出功率Po/W140开关频率fs/kHz50输入电感L/μH100耦合电感匝比NNs/Np=2励磁电感Lm/μH85漏感Lk/μH1.05电容C1、Co/μF220电容C2、C3、C4/μF100开关管S占空比0.6图1.14仿真平台Figure1.14Thesimulationplatform根据仿真参数表1.2，搭建一台100W的仿真电路模型，通过图1.15(a)可知看出，占空比时，变换器在在输入电压为12V时，输出增益为102V，由于漏感存在，器件损耗，与理论值偏差6V；漏感和副边电感电流变化与理论分析几乎一样；图(c)~(d)为器件电压应力和电流应力，其电压应力均小于输出电压，开关管两端电压仅为31V，比图1.1变换器电压应力更低，能实现零电流导通，降低导通损耗；(a)输入、输出电压波形(b)驱动电压、漏感电流、副边电流波形(c)开关管S1电压和电流波形(d)二极管D1电压和电流波形图1.15(e)~(g)为二极管电压应力和电流应力，根据波形峰谷值，所有器件电压应力均小于输出电压，远远小于输出增益，均能能实现零电流导通，降低导通损耗；图1.15(h)为输入电感电流纹波曲线，电流纹波可达1.3A左右，降低发电系统输出效率，仿真验证理论分析正确性。(e)二极管D2电压和电流波形(f)二极管D3电压和电流波形(g)输出二极管Do电压和电流波形(h)输入电感L1