【《车载逆变电源的硬件电路设计分析案例》3400字】

车载逆变电源的硬件电路设计分析案例目录TOC\o"1-3"\h\u13059车载逆变电源的硬件电路设计分析案例 1173141.1变压器的设计 193461.1.1高频变压器设计的基本要求： 167481.1.2磁芯型号的选取 1156921.1.3原副边绕组匝数的确定 274691.1.4线径： 3248081.2DC-DC升压变换电路 4295171.3脉宽调制型控制器SG3525 5195351.4DC-AC全桥逆变电路 7219931.5DC-AC全桥逆变控制电路 8275601.6保护电路 91.1变压器的设计1.1.1高频变压器设计的基本要求：输入电压Uin=9.6V-12V；输出电压Uo=220V；输出功率Po=100W（2倍过载正常工作5s；工作频率fs=50kHz，工作周期Ts=1/f=20μs；效率η=90%。1.1.2磁芯型号的选取（3-1）式（3-1）中：Ton=Dmax*T==9*10-6s；Po=100W；最大工作磁密Bm=Bs/3，Bs=5100Gs，而△B=2Bm，η=0.9；Kc=1，为铁的填充系数；Kwin=0.3，为变压器的窗口填充系数；J=300A/cm2。可得：AP=0.66cm4，AP=Aw*Ae；其中Aw为磁芯窗口面积；Ae为磁芯有效截面积。考虑EE32型号的磁芯，该磁芯的AP=1.254cm4，故选取EE32型号的磁芯。1.1.3原副边绕组匝数的确定（1）原边绕组匝数：=1.54（3-2）其中选取N1=2。式（3-2）中：Uinmin=9.6V，T=20*10-6s，Dmax=0.45，△B=2*1700Gs，Ae=0.83cm2。（2）匝数比首先，设变压器原边两个绕组匝数均为N1，变压器副边总匝数为N2，则定义匝比为n=N2/N1。考虑副边整流二极管的导通压降及输出滤波电感的电阻，有n=Uo+U我们需要验证实际工作的最大和最小占空比Dmaxreal，Dminreal。在低电压输入满载的情况下，电路工作在最大占空比：Dmax在高电压输入满载的情况下，电路工作在最小占空比：Dmin可见最大和最小占空比都在合适的工作范围内。1.1.4线径：穿越深度：Δ=2ω式（3-6）中：μ=4π*10-7，γ=58*106。因此铜皮的厚度或铜线的线径需要小于2Δ=0.591mm。在忽略电感电流的脉动量，则在主功率管导通期间，流过副边绕组的电流为Io；主功率管都关断期间，则流过副边绕组的电流为Io/2。流过副边绕组的电流有效值：ISrms考虑励磁电流的存在，则单个原边线圈电流的有效值：IPrms=1.05*nISrms/1.414=10.1A原边铜皮截面积：ScuP=Iprms/J=2.02mm2,取J=5A/mm2副边绕组导线截面积：ScuS=ISrms/J=0.0824mm2,取J=5A/mm2原边由铜导线绕制，选择截面积小的铜导线多股并绕，且多股铜导线的总面积不小于2.02mm2。（可选10股直径为0.51mm的漆包线并绕。最大外径为0.56mm）。副边选用标称0.35mm的漆包线，截面积为0.09621mm2，最大外径为0.39mm。核算变压器的窗口系数：Kwin窗口系数在合理的范围内，说明绕组能够绕的下。1.2DC-DC升压变换电路该型号的逆变器电源的输入电源采用12V的蓄电池来提供电源，并且设计要求本次电源的输出功率约为100W。在升压变换电路中，通过文中介绍我们采用推免式变换电路，而推挽变换电路一般主要设计用在能达到电网要求的输入端的直流电压处，但是这种地方一般电压值都比较低，因此只用在这种较中小型的电流功率场所。SG3525外围电路图如图3-1所示。图3-1SG3525外围电路图高频变压器在绕组原边中心的抽丝断头处都可外接有一个12V的蓄电池，原边线圈绕组的两端处则也分别接入两组可以作并联负载供电作用的三相交流高压开关管，并联负载电源也可同时增大了绕组输入端电流，以保证充分接地避免变压器绕组两端由于接地，在接入三相大容量负载电路时后会因使变压器原边电流的损失幅度过大等情况而导致直接的造成了器件之间的损坏。其中在SG3525外围电路组成中，会将SG3525内部输出的PWM脉冲输出信号接在该高频变压器的输出两端，这样就可以有效的控制变压器中开关管在绕组中交替工作的情况，并促使在变压器的输出端产生一个高频率的方波信号，从而达到升压效果。通过并联交流供电变压器的直流开关管的设计原理可为通过适当增大变压器直流输出端功率，使在其交流输入端连接的保护电路能够具有至少一个甚至更大的范围内的最高耐流限电值。设计方案时仅选取使用了美国NTP60N06型号变压器中最大的直流开关管，其直流最大的耐压阻值约为60V，耐流值为60A。为了使车载逆变器体积、逆变电源设计的成本等得到显著减少，故选用推免变换电路来设计输出输入隔离的要求，并在变压器副边输出完整波形，达到设计基本要求升压电压。推免变压器电路图如图3-2所示。图3-2推免变压器电路图1.3脉宽调制型控制器SG3525输出级采用推挽输出，双通道输出，占空比0～50％可调；该电路由基准电压源、振荡器、误差放大器、PWM比较器与锁存器、分相器、欠压锁定输出驱动器、软启动及关断电路等组成都是SG3525的主要特点，其中SG3525A引脚图如图3-3。SG3525A的内部结构如图3-4所示[7]。16脚为SG3525A的基准电压源输出，精度可以达到(5.1土1)％V，采用了温度补偿，而且设有过流保护电路；5脚、6脚、7脚内部有一个双门限比较器，加上外接的电阻电容电路共同构成是个SG3525A的振荡器；振荡器还设有外同步输入端。1脚及2脚分别为芯片内误差放大器的反相输入端、同相输入端；根据系统的动态，静态特性要求，在误差放大器的输出9脚和1脚之间一般要添加适当的反馈补偿网络。图3-3SG3525引脚图图3-4SG3525内部结构1.4DC-AC全桥逆变电路全桥逆变形式4个串联的MOS管来共同构成一个H桥逆变电路，同侧串联起来后的在这两个侧并联的MOS管之间也共享的有另一个电压来驱动的输出电压信号。由于在逆变电压范围是在较高之间(310V)运行时，为可进一步有效避免串联IRF1和并联IRF2上的这两个场效应管相间串联被高电压击穿，此处，还可单独加入另外两个稳压式整流二极管串联以专门用于限制其击穿的电压。NE556和CD4013所共同搭建出的组合驱动电路可以产生出两路共50Hz信号的完全互补，利用方波信号来进行驱动的逆变接线桥的一种工作方式；其中若三极管驱动的信号源1电压为极限高电平，则驱动信息三极管的信号Q1导通，IRF1信号截止，IRF4信号导通，驱动的信息源2电流则为极最低电平，三极管输出的电压Q2信号截止，IRF2电压导通，IRF3信号截止。由此我们可以看出来同侧两个MOS管的通断状态是一致的，逆变电桥一般都还可作为导通的短路而工作。而目前在逆变桥的控制保护电路设计研究领域中，555电路也可同时采用单稳态触发器和脉冲形式来保证产生了一个100Hz范围以内稳定的脉冲频率，并同时尽可能的保留了一定时间的死点锁相区时间，避免在逆变桥式控制保护的同时4个高功率的MOSFET将会出现同时导通故障和同时产生短路保护故障的情况。DC-AC全桥逆变电路如图3-5所示。图3-5DC-AC全桥逆变电路1.5DC-AC全桥逆变控制电路DC-AC电源逆变控制电路主要电路由主芯片组NE556和触发器控制驱动芯片CD4013搭建组装制作而成,如图3-6中所示。我们需要对控制驱动芯片进行供电，我们使用12V蓄电池和一个由SG3525产生而出的5.1V的基准电压用来给芯片供电。集成于两个互相独立工作的555定时器和实际控制动作电路模块之间的NE556芯片共同构成的一个用于产生实际动作控制动作电路信号的时基电路，该芯片中的实际操作电路信号频率精度比较地高，能实现自动地提供一种较为完整准确且快速可靠的时间和空间延迟、震荡等信息以及其它一系列的稳定且性能极高可靠的和抗干扰效果很强的实际操作控制动作信号。基本结构参数NE556的第9脚电路输出了两个100Hz左右的方波信号，电路中连接到触发器主板上的CD4013芯片内的是两个时钟脉冲引脚，经由CD4013芯片主板中的分频器电路，输出的两个相位互补的50Hz方波脉冲是控制的驱动信号。技术参数CD4013芯片中的第1脚和第12个脚是只用来给出一个驱动和控制信号的第1脚和脚2。DC/AC全桥逆变控制电路如图3-6所示。图3-6DC-AC全桥逆变控制电路1.6保护电路保护电路用、具有差动保护的输入保护电源的四运放LM324，由蓄电池12V供电。通过运行采集到了电池电压信号、155V以下负载过电压信号的采样信号、电流信号等，信号分别依次分别接入采集到了分别由两片LM324芯片电路所组成搭建串联起来的电池负载输入电流欠压信号的比较器、电池过压信号的比较器电路电流、过载保护电路,比较器电源中电池的输出端电压信号是通过电路与J4进行连接。保护电路如图3-7所示。图3-7保护电路该引脚信号可以分别控制到SG3525单控制器中的软启动保护的输入端和启动保护的输出级，通过一个PWM控制脉冲输出的关断信号而来使单片机整个驱动系统会立刻安全地或停止的工作。该系列的逆变电源保护器产品的保护电路参数保护的参数设计较先进及合理，其中电池输入短路欠压电