【《利用multisim进行无线供电系统设计及实验探究案例》4400字】

利用multisim进行无线供电系统设计及实验探究案例1利用multisim进行无线供电系统设计1.1无线供电系统整体框架系统分为发射端与接收端，发射端采用一个LC串联谐振电路，接收端采用LC并联回路。本实验在实验室中进行，因此可以直接输出所需要的高频电压源，实际生活中，没有如此高频率的电压源，需要将220V/50Hz的工频市电转为所需电压源。首先要经过整流滤波电路，利用滤波电容等器件将交流电转化为直流电，再经过直流斩波电路，将直流电升压、降压变成所需的电压。在此过程中要添加过流过热检测电路。图4-1无线供电系统框架图1.1.1发射端设计图4-2multisim发射端设计图发射端因为要提供较大电流，才能产生较大的感应电流，所以采用串联式结构降低发射端的阻抗才能较好的达成实验效果。由于实验在实验室中进行，所以直接选用电压较为合适的交流电源。V1为输入交流电源，C1为发射端谐振电容，L1为发射线圈，R1为模拟线圈电阻。互感取0.1。串联式谐振电路阻抗为： （4-1）1.1.2接收端设计接收端由于要提供电压为3.3V的直流电，采用并联结构增大负载上的电流，加大输出功率。无限电能接收端设计目前大致有四种方式：单相桥式整流单相全桥同步整流器单相半波整流单相全波整流单相桥式电路用四个二极管在经过LC谐振回路后通过一个全桥，将交流电转化为直流电，再经过滤波电容达到一个较为稳定的电压。单相全桥同步整流器，用四个mos管代替全桥的四个肖特基二极管，可以进一步地提高效率，除此以外，肖特基二极管在使用时工作温度比mos管高很多。Mos管的工作温度可以保持在比室温高几摄氏度。单相全桥同步整流器常用的芯片是LT4302，配合四个mos管使用，但是此芯片较贵且能承受的频率太低，只有600Hz，所以不能使用；同样的芯片LM74670频率也不高只有300Hz，也不能使用。单相半波整流是在谐振电路后加一个肖特基二极管，就产生了半波电流；单相全波整流在谐振电路之后，用两个肖特基二极管后将电路整流为全波电流。这些效率都不够高，因此不作为待选的方案。下图即为单相桥式电路的multisim仿真图：图4-3multisim接收端桥式电路设计图上图为后级电路，其中L2为感应线圈，R2为模拟线圈电阻，C2为谐振电容，D1为全桥，C3为滤波电容。串联式谐振电路阻抗为： （4-2） 下图为接收端经过全桥整流后的电压输出，是一个纹波较小的幅值在14V左右的电压。图4-4multisim接收端桥式电压输出此电压还不是所需的3.3V稳压输出，需要经过一个稳压器达到3.3V稳定电压输出。仿真中由于multisim中元器件有限，没有AMS1117模块此处换用LM317代替。LM317芯片有很多优点包括调压范围宽、稳压性能好、噪声小、纹波抑制比高等。LM317有三个管脚，分别为输入端、输出端和条阶段。输出端Vout=

1.25

*

(1

+

R2/R1)+Iadj（R2），由此可以计算得出当R2/R1为1.64时，输出刚好为3.3V.图4-5LM317模块作为稳压芯片原理图图4-6经过稳压电路后输出3.3V电压1.3滤波电容的选取与计算在仿真过程中，我遇到了滤波电容选择的问题。滤波电容是用来平滑电压以是电压能直流输出的一种元件。一般来说，滤波电容可以选取几个固定的数值并联在交流电后，但由于此电路为超高频电路，滤波电容的大小选取十分重要，否则会导致输出电压过小。电容利用其充放电原理起到平稳电压的作用，一般来说，电容越大，输出电压稳定性越好，但是在高频电路中，不仅仅要考虑滤波后的效果如何，还要考虑滤波电容过大所导致的充电速度变慢。在此情况下，当输入脉动电压达到峰值时，会与滤波电容产生一个最高的电压差，又因两者之间无阻抗，从而导致产生过大的纹波电流，对系统产生伤害。因此，滤波电容的选取十分重要。本文为稳压芯片AMS1117的滤波电容选取为并联了两个电容，一个电容值稍大一些，另一个小一些。这两个电容相差了两个数量级以上。大电容用来滤除低频波，小电容用来滤除高频波。经过全桥后的滤波电容采取的是工程算法C=3*（T/2）/R，其中T为电源的周期，R为负载。本文中，T=1/14M,R=1Khom.2实验验证2.1系统各个元器件型号选取2.1.1实验线圈的绕制由于此线圈要植入动物体内，因此直径要小。由于发射线圈与接收线圈要同时达到谐振，因此绕制了两个相同的线圈。本文采用了线径为1mm的利兹线绕制，每个线圈由半径为5mm的圆向外绕制30圈。成型形状为圆形，外边长半径1cm。经测量其电感值约为3uH.图5-1matlab计算得线圈品质因数Q随频率的变化图如图所示为矢网测出的线圈电感在matlab上的计算结果。品质因数Q与频率变化的关系，可以发现，品质因数Q随着频率的上升呈现先上升后下降的趋势，并且在大约30Mhz处达到峰值，为32.02.图5-2matlab计算得线圈电感随频率的变化图上图为电感与频率变化的关系。电感量在10Mhz左右到40Mhz左右基本保持不变，50Mhz之后出现剧烈上升是因为寄生电容发生了谐振。寄生电容会在高频情况下表现出电容的特性，当频率不断增大达到寄生电容谐振频率时，寄生电容发生谐振，导致电容迅速加大。为了避免寄生电容的影响，谐振频率不可取过大，因此取14Mhz时电感处于稳定时作为谐振频率点。测试得出电感值为3029nH,此时品质因数为13.87.2.1.2补偿电容的计算根据上文公式，发射端补偿电容C1由得出，其中L1=L2=3029nH,w0=14MHz,M很小，可以忽略不计，接收端补偿电容由得出，其中L1=3029nH,w0=14MHz，最终得到C1=C2=0.02nF.电容材料的选取也很重要，分为聚苯乙烯电容MKP、聚丙烯电容CBB、聚四氟乙烯、银云母电容、NP0电容、M3L电容等。其中最好的就是聚苯乙烯电容，但是出于轻便，本文选择了NP0电容选择高一些的耐压。2.1.3全桥二极管以及滤波电容的选取二极管在长期工作时，对电压的频率有一定的要求，在高频的场合，应该要注意二极管的最高工作频率，这个频率通常由反向回复实践Trr以及结电容CJ决定，因此普通的全桥并不能承受如此高频的电流。因此选用四个型号DB2J20900L的肖特基整流二极管，搭成全桥。肖特基二极管是以其发明热肖特基博士命名的，区别于一半二极管，肖特基二极管不是用PN型半导体接触形成PN结的原理制成，而是利用金属-半导体远离制作而成。他的反向恢复时间极短，可以达到几纳秒，与此同时正向导通压降可以在0.4V左右。滤波电容的选取根据上文的工程算法C=3*（T/2）/R，其中T=1/14MHz，R=1k，计算得C3约为0.1nF.2.1.4稳压器选择及其电路本文稳压器选为AMS1117.AMS1117多用于提供1A输出电流，且工作压差低至1V.AMS以其内部集成了过热保护和限流电路，因此常常被用于电池供电以及便携式计算机的芯片。本文采用的是AMS1117-3.3,即输出为3.3V的稳压芯片AMS1117电路连接简单，方便且输出性能极佳。其经典电路之就是将5V或高于5V的输入将为3.3V输出的正向低压降稳压器。下图为AMS1117的经典电路。其中，C1，C2为输入电容，防止断电后出现电压倒置，C3C4为输出滤波电容，抑制自激震荡，以及确保输出稳定电压。2.1.5功放芯片选择图5-3AMS1117芯片 图5-4AMS1117-3.3芯片常用接法由于信号发生器发生的功率太低，驱动不了相应的负载，所以需要在前一级电路接上功放电路。当晶体管处于开关状态时，理论上放大的效率可以达到100％。但是实际上，由于晶体管中的各类“多余电容”，如寄生电容，分布电容，晶体管由饱和到介值，或相反的状态，都需要一定的转换时间，转换时间内，管子的集电极电流和集电极电压数值都会偏高，导致管好增加。D类功放是早期的一种功放，在工作频率较低时，可以近乎忽略寄生电容的影响，然而当工作在高频时，寄生电容等使管耗的增加无法忽略，从而导致效率降低。因此本文采用高频友好的E类功放。图5-5AH101芯片 图5-6AH101芯片内部原理图如图所示为E类功放的电路图，最上方的电感为射频扼流圈，是一个感抗值较大的线圈，用于平滑整流后的直流成分，减少直流电路的纹波电压，以产生需要的直流电源。同时还能阻止射频电流的外泄。Ls与Cs构成串联谐振电路，谐振频率为信号基波频率，理想状态下品质因数Q无穷大。RL为负载电阻。电容Cp开关管输出端等效寄生电容。Idc为输入电流，i（t），u（t）为电容Cp两端的电流和电压，isw（t），ic（t）为开关电流和电感Cp上的电流。Irfcosωt是射频电流的时间函数，射频电流峰值即为系数Irf。图5-7E类功放multisim仿真图图5-8E类功放multisim示波器结果图经计算可得 （5-1） （5-2） （5-3）实验中直接选用AH101芯片作为功率放大器，AH101芯片可以接收高频信号，且放大功能良好，性能稳定，是一个不错的选择。2.2实物成品制作与展示2.2.1硬件电路的布线与焊接总体特点该系统所涉及的电路原理较为简单,因此,布线也较为清晰,难度较低，采用绘制原理图腐蚀PCB的方式，代替直接用洞洞板焊电路，以降低焊接难度,降低出错率,同时防止干扰｡2.2.2电路划分电路板分为发射板与接收板:(1)发射版由电容和电感组成；(2)接收板由四个电阻，四个肖特基二极管，一个谐振电容，四个滤波电容，一片 AMS1117组成。按电路设计好原理图，分配好各元件的封装原理图如下图所示图5-9PCB原理图设计切换到PCB文件，在KeepOutLayer层绘制好板框，将元件布局好。PCB布线图如下所示。图5-10布线图2.2.3焊接元器件的选择：本文可以使用直插式元器件，或者贴片式元器件。相较于直插式元器件，贴片式有以下几个优点：1.贴片式元器件以其体积小、重量轻等优点，更适合植入体内2.贴片元件相较于直插元件更加容易焊接和拆卸，给我后续的调试带来方便3.贴片元件提高了电路的稳定性和可靠性，在高频模拟电路中，因为贴片元 件体积小，且不需要过孔，大大减少了杂散电场以及杂散磁场。因此本实验选择使用贴片元件。焊接注意事项： 1.清洁PCB板，确保其干净。 2.在焊接时，使用单脚固定法，先对焊盘上的一个脚上锡，焊上元件的一个脚，此时元 器件已经固定不动，此时再对另一个脚上锡。 3.检查PCB板是否存在虚焊引脚。实物成果图如下图所示：图5-11发射板焊接图5-12接收板初始版本焊接图5-13接收板改良上图为接收板改良，由于初始版本接收端采用了洞洞板，锡丝间不可避免产生很多寄生电容，实验数据不理想，于是在第一次的基础上，使用PCB进行板子的设计布线，对接收板进行了一定的改良操作。2.3测量结果及分析2.3.1输出电压与两个轴心相对的线圈之间的距离的关系表5-1输出电压与两个轴心相对的线圈之间的距离的关系距离（mm）036910121415输出电压（V）3.33.33.33.33.32.21.00图5-14输出电压曲线图 图5-15电压表测试图在10mm以内，输出电压稳定为3.3V，超过10mm后仍有小电压，但是不足3.3V，15mm后，小灯不亮。可见输出电压与两线圈之间的距离有关。两线圈之间距离越大，电能传输效率越小。2.3.2输出功率与工作频率的关系表5-2输出功率与工作频率的关系工作频率11M12M13M14M15M16M16.2M16.5M17M18M输出功率（mW）0.640.660.780.891.031.261.511.331.271.04在保证输入电压为5V、且负载大小不变的条件下，本文通过测得流经负载上的电流与电压，通过功率公式P=UI来计算输出功率，由表可得，输出功率随着工作频率呈倒钟形，当工作频率在16.2M时，负载输出功率最大，为1.51mW，低于或高于16.2M时，输出功率依次减少。图5-16输出功率随工作频率的变化曲线2.3.2输出电压与工作频率、输入电压的关系表5-3输出电压与工作频率、输入电压的关系距离/mm夹角0°接收功率（mW）夹角45°接收功率（mW）夹角90°接收功率（m