CHS-EPC宜普电源2025氮化镓器件可靠性报告

最新的第17阶段可靠性报告进一步扩展了基于第一原理的寿命模型，以应对更复杂的操作条件，从而能够为特定任务应用提供更准确的寿命预测。此外，最新版本侧重于以多种面向应用的用户友好格式呈现复杂的基于物理的目录第2部分：使用测试至失效方法确定耗尽机制44.1门极耗尽54.1.1肖特基型pGaN门极可靠性简介54.2漏极耗尽104.3.4.PQFNGaNHEMT的连续电流额定值的发展4.3.5.GaNHEMT的脉冲电流额定值的发展4.4热机械磨损 21 4.4.2.综合TC寿命模型的开发 4.4.3.选择适当填充材料的标准 26 28 4.5.机械应力磨损 33 33 33第5节：特定任务可靠性预测345.1.1.介绍355.1.7.结论385.2.1.介绍38EPC-电力转换技术领导者EPC-CO.COM◎2025更多信息：info@5.2.6.结论415.3.6.VD的影响，激光驱动电压 6.总结与结论 48EPC-电力转换技术领导者|EPC-CO.COM◎2025|更多信息：info@3以及功率循环热机械应力的寿命模型。开发更全面的压额定值和脉冲电流规范在数据表中，使它们更适用于应用PC的氮化镓器件具有出色的健壮性。温度极端下连续运行一段时间来施加，或者可以障，可以确定被测设备的主要固有故障机制。为了在合理的时间内产生故障，应力条件通常需要显著超出产品的数据表限制。必须小心确保过量的应力条件不会诱发永远不会在正常操作中遇到的故障机制。要确保过量的应力条件没有导致只有通过验证根本原因，才能开发对设备在各种应力条件下更好的理解，两个事实变得清楚：(1)eGaN器件比基于硅的MOSFET更加健壮，(2)硅MOSFET固有故障模型通寿命。近对设备进行应力测试一段时间，或进行一定数量的循环。应力源。通过使用左侧第三列中列出的各种测试方法，并将设备带到的了解，更重要的是，可以找到固有的故障机制。通过了解固有故障机制、故障的根本原因,可以确定产品的安全操作寿命在更一般的操作条件下(有关测试半导体器件的测试至故障方法的优秀描述，请参见参考文献[2])。极端至源极端(VDS)之间施加的电压应力。例如，这些应力可以连续作为直流偏置施加，可以循环开关，也可以作为高速脉冲作为脉冲电流。热应力可以通过将设备在一定的器件.介电失效(TDDB)阈值偏移阈值偏移RDS直流电流(EM)电迁移电流+电压(功率)雷达可靠性)未找到未找到封装。未找到未找到空气中子辐射晶体位移损伤和电离损伤表2-1:GaN晶体管的应力条件和固有耗损机制当涉及多个故障机制或应力源时，系统的总故障率，通常称为时间内故障率(FIT),是每个故障机制的故障率之和[3,4]如下所示，FITTotal=FIT₁+FIT₂+…+FITi方程3-1其中FIT是时间内故障，通常表示每10^内的故障次数，下标表示不同的已识别故障机制。因此，将方程3-2代入方程3-1,总MTTF可由方程3-3描述当生成相同数量的故障时。该关系显示在方程3-9中。将方程3-9代入方程3-8得到方程3-10。件下的时间在恶劣、中等和温和应力条件下花费的时间方程3-3肖特基型pGaN门是目前大批量生产的商用增强型氮化镓HEMTs最广泛使用的门结构。肖特基型pGaN门通常由钛氮化物(TiN)制成的门电极和掺杂Mg的pGaN门层组成。由于GaNHEMTs和基于硅的MOSFETs之间的门构造存在显著结构差异，因此pGaN门的稳定性和健壮性对用户具有极大兴趣。个约25年的任务寿命中保持门偏置低于6VGS,Max,则该模型预测失效率低于千万分之一(1-ppm)。预测结果也与EPC的现场经验一致。在这份新的第17项可靠性报告中，门极寿命模型进一步扩展,包括分析门极漏电电流导通机制的电压和温度依赖性。这种包含使得在各种温度下准确建模平均失效时间(MTTF)关于肖特基型pGaN门的另一个常见可靠性问题是瞬态过电压能力和稳健性，因为推荐的门极驱动电压(~5V)与数据表的最大规格(VGS,Max=6V)之间的相对较小余量。整个寿命中占主导地位。了解哪个应力因素是可靠性的限制因素至关重要，因为最薄弱的环节在设计和运营过程中需要最多考虑。力条件对应于特定的失效率(单位时间内的失效次数),分每个应力条件的持续时间分别表示为ta,tb..,tn。假设ttotal=ta+tb+...+tn为109小时，则总故障数量的FIT计算针对特定可靠性应力条件进行了泛化，以时间平均失效率FR可计算为通过引入分数操作时间，EPC-电源转换技术领导者|EPC-CO.COM信息请访问：info@epc-CO.comRELIABILITYREPORT通过开发重复性诱导开关测试电路，后来进行了验证。应力的持续，正电荷密度逐渐增加最后，当被捕获的孔密度超过硅氮化物介电为了理解栅极磨损机制，对各种EPC的GaNHEMT进行了击穿是导致pGaN栅极故障的主要原因，如图4-1所示。模型。MTTF的模型是通过估计被捕获的孔电荷何时达到硅介电层的临界电荷密度(QC),如公式41所定义：公式4-1其中G是电子-孔生成率(s-1cm-3)公式42其中Jn是电子电流密度(A/cm2),与正向栅极偏置下的栅极漏电流成正比，q是基本电荷(库仑=A-s),an是电子冲击电离系数(cm-1),由公式43中的Chynoweth模公式43E是由栅偏置驱动的垂直电场，m是一个通常范围在1到2之间的指数；an和bn是温度依赖的冲击电离系数，可以通过Okuto-Crowell模型[8]描述，进一步由公式4-4和公式4-5[图4-1.栅失效的扫描电子显微镜(SEM)图像。在栅金属和an=an,o(1+c△T)公式44bn=bn,o(1+d△T)公式4-5其中△T是与298K相比的温度差，单位为开尔文[17-19]。an,0=2.77x108cm-1,bn,0=3.20x107V/cm,c=3.09x10-3K-1,d=5.03x10-4K-1是根据Okuto-Crowell模型[8]获得的冲击电离系数的拟合参数。结合公式4-1至公式4-5,MTTF变为公式4-6:机制[5]。开发出一种四步过程来解释图4-1中显示的失效模式。从二维电子气(2DEG)注入电子到pGaN门层内的后续加速是第一步。当pGaN门承受高正向栅偏置(VGS)时 ,2DEG电子完全填充通道，并且可能溢出AlGaN障碍层的“弯曲”导电带。随后，注入电子在高正向VGS下，在耗尽an=an,o(1+c△T)公式44bn=bn,o(1+d△T)公式4-5其中△T是与298K相比的温度差，单位为开尔文[17-19]。an,0=2.77x108cm-1,bn,0=3.20x107V/cm,c=3.09x10-3K-1,d=5.03x10-4K-1是根据Okuto-Crowell模型[8]获得的冲击电离系数的拟合参数。结合公式4-1至公式4-5,MTTF变为公式4-6:等于0,导致简化的MTTF表达式如方程4-7所示在栅极应力期间，栅极电极(在+VGS下)朝向接地电位的其中m为1.9,an,0=2.77x108cm-1,bn,0=3EPC-电力转换技术领导者|EPC-CO.COM|O2025预计25年的故障率将低于1-ppm(百万分之一)接下来，在固定门偏压为9.5V的情况下，在不同温度下对EPC2057进行了时间依赖门可靠性测试三种不同温度下的威布尔分布图(-25℃,25℃和125℃)℃,25℃和125℃,固定门偏置为9.5V在较高温度下观察到IG的显著温度加速，11],如方程4-8所示 0℃2832-24-24图4-4:(a)从-25℃到125℃的理查森图，偏置电压为9.5VGS;(b)-25°C和25℃下的FN图，其中插图显示了25℃下从9V到9.5V的线性拟合EPC-电能转换技术领导者公式4-9压尖脉冲的幅度主要由栅回路电感和斜率(VGS/dt)控制，二者与电路设计和PCB布局密切相关[17图4-2预示着几乎为零的故障率，如果门驱动电压不超过6伏击电离系数(an)主导。注入的热电子经历更少的晶格散因此，迫切需要开发由可靠性数据支持的重复瞬态门过电压规范。图4-2还预测，当门承受7伏的连续EPC-电力转换技术领导者|EPC-CO.COM|O2025|欲了解更多RELIABILITYREPORTRELIABILITYREPORTaNHEMTs应该能够在每个开关周期中持续承受7VGS的重复过电压脉冲，持续时间为1%,同时保持低失效率。图4-6:1%DCFactor过电压规范的示意图，该规范由TO(过电压持续时间)和TS(开关周期)之间的比率定义。驱动器电感电流和VGS波形，峰值电压为7V5周期(万亿)周期(万亿)周期(万亿)Ros(on)(mΩ)Ros(on)(mΩ)周期(万亿)图4-8。四款代表性GaNHEMT产品(EPC2057,EPC2252,EPC2308和EPC2307)过压尖峰值7V,1万亿门极进行了预应力和后应力参数比较。此外，两个代表性产品(EPC2057和EPC2307)进行了另℃。图4-9显示了在125℃下经历额外万亿周期应力后的静态参数测量，未观察到显著偏移 3m图49.在25℃下，通过施加7V峰值电压进行2万亿脉冲的前后压力的导通例。如果一个转换器以1MHz的开关频率复的过电压尖峰。该尖峰的峰值VGS为7V,时间间隔为8ns,高于6VGS。将8ns除以1μs的TS得到0.8%,低于1%DCFactor。因此，预计在连续运行10年后故在高漏源偏压应力下，动态导通电阻(RDS(VDS)下时，氮化镓HEMTs的导通电阻在本节中，采用类似的测试至失效方法来研究与漏极相关的一原则出发，开发了一个基于物理的全面漏极寿命模型，以预测动态RDS(on)随不同参数(包括电压、温度、频率和电流)的变化。氮化镓HEMT越来越多地应用于先进应用和快速斜率。因此，可靠性和在重复瞬态漏极过电压应力下的稳健性已成为用户经常提出的另一个可靠性问题。在本节中，通过使用一个具有耐受性的硬开关测试电路，随后通过发展感应开关测试电路来验证了类似的占空比基础的重电阻(RDS(on))和阈值电压(VTH)参数比较，以EPC2057和EPC2307为例，在125℃强制加热(橙色阴影)条件下(蓝色阴影截至撰写本报告之时，共有12个GaNHEMTs经历了总共1约70纳秒的一致时间间隔内以VGS>6V进行测试，因此总应力时间约为1.1x106秒，这是在7V静态栅极偏置下的预计栅极寿命的三分之一，其故障率为100-ppm(3.3x10aNHEMTs显示任何可测量的参数降解之前，寿命仍存在图4-10显示了一幅EPC2016CGaNHEMT的放大图像展示了在1-2μm光学范围内的热发射。在这样的波长范围内观察到的这些发射是与热电子机制一致的。将这些发射与器件布局对齐后，发现这些热电子发射发生在高漏-源偏压NHEMTs,其中峰值电场被精心管理以最小化动态RDn)。因此，最新一代GaNHEMTs几乎不表RELIABILITYREPORT图4-10:EPC2016CGaN晶体管的放大图，显示SWIR发射(红橙色)已叠加在常规(可见波长)显微镜图在理解负责动态RDS(on)的基本磨损机制之后，开发了一个综合寿命模型来描述GaNHEMTs动态RDS(on)的上升该模型以假设热电子通过表面势能注入到介电层的导带(例如Si3N4),电场最高。图4-11说明了GaN层/AlGaN障碍层界面的带结构如Si3N4)图4-11:自限制捕获过程的示意图，其中在最能量的电子被捕获后，势垒高度得到增强。动态势垒变化可以量化为β×QS,其中β是一个几何因子，它将动态势垒高度的增加因此，QS已解决并显示在方程4-15中在典型操作条件下，应用的VDS不超过VDS,,预计QS明显小于2DEG中的内建压电荷QP[2,3]方程4-15层/Si3N4介电层。更具能量的电子克层中，这些困住的电荷(QS)对2DEG中的电子施加附加的静电屏蔽力，导致动态屏障高度增加。进一步的屏障高度增加阻碍了其他具能量的2DEG电子被困，从而导致自限制的困扰过程由于这些热电子是在硬开关过渡期间产生的，高注入电流和高电场的瞬态组合导致高能区具有长尾的热载流子能量分布以通过以下方式建模电子密度分布函数(f(E))的积分够克服能量障碍，捕获过程最终停止，如方程4-13所示。公式4-13其中电子密度分布f(E)对电子能量(E)具有-14所示[16,18]f(E)dEαEe-EqFλdE另外一个假设是一旦电子被困，它们将永久被困(没有去困)/RO显示在方程4-16中0量纲拟合参数，b等于2.0E-5(K-1/2),wL0是92meV,代(Gen5)100V产品的100V,α等于10V。因此，动态RDS(on)偏移可以通过与测试时间的对数(log-t)之间的线性关系进行建模，符合硬开关条件。图4-12显示了最大漏源电压额定值为100V(VDS,Max五代EPC2045GaNHEMT的动态RDS(on)对电压和温度的依赖性。结果表明，测量数据点遵循对数时间的寿命预EPC-电力转换技术领导者|EPC-CO.COM|O2025|更多信息：info@EPC-电力转换技术领导者|EPC-CO.COM|O2025|更多信息：info@温度以及最大额定电压下将测量结果与模型进行比较用户友好的重复瞬态关断过压规格对于广泛采用氮化镓技术图4-14将该模型与200V器件的测量数据进行了比较事件或非典型发生。因此，应用工程师在有效地将这些规格左侧为第五代、额定200V的EPC2215的归一化RDS(on),在三个电压应下用到设计中时面临挑战。因此，数据表上具有应用驱动和温度以及最大额定电压下将测量结果与模型进行比较用户友好的重复瞬态关断过压规格对于广泛采用氮化镓技术至关重要，因为氮化镓HEMT中缺少雪崩机制 采用阻性硬开关测试系统[1,15]研究了在累积漏斗应力下动态RDS(on)移位，该系统以100kHz运行在确定故障时间时，将在经历25年的应力后RDS(on)移位20%与初始RDS(on)值进行比较作为故障标准。当就地监测q.4-14来推断故障时间。此方法比典型数据表最大RDS(on)限值更为严格一套100V第五代GaN产品在120%的下经过了电阻硬开关测试电路的测试，这是一个常见的任务温度。EPC2045是第一代5100V漏了这样的加速硬开关条件的测试。图4-15显示根据90%的上限置信水平，在大约2x11时间(分钟)时间(分钟)下的表现。实线是使用200V设备变量的模型结果，点是实际测量值。图4-15:代表性EPC2045设备的RDS(on下的表现。实线是使用200V设备变量的模型结果，点是实际测量值。,考虑到90%的上限置信水平，将超过20%的RDS(on)偏移图4-14:(左)200VEPC2215在三种电压下的规范化RDS(on)。请章代GaN晶体管，在120V和75℃下测试。预计在2x105分钟时280,考虑到90%的上限置信水平，将超过20%的RDS(on)偏移由于高斜率和快速开关应用，在基于GaN的变换器中通常会观察到瞬态排水电压超调。JEDECJC-aN供应商的瞬态过电压规范进行了调查，并在JEP186[20]中提出。大多数瞬态过电压规范将其描述为设备稳健性指标算，预计接近1x106分钟。乘以85%后，得到1.7x105分钟,这代表了在120V和75℃持续偏置时DUT关闭状态下的总寿命。与预计的25年总生命周期(相当于1.3x107分钟)相比，相当于任务中总寿命的约1.3%。为了增加更多裕度，现在开发出基于总寿命的过电压规范为1.3x105分钟。EPC-电力转换技术领导者|EPC-CO.CO1×106分钟GaN晶体管的RDS(on)演变，额定为100V,在120V和75℃于20%,明显超过基于EPC2045的2x105分钟寿命。这种基于总时间的规格可以缩短至在每个开关周期内重复发论的1%缩放因子。这相当于计算过电压尖峰的占空比。超调占空比=图4-17:1%超调占空比过电压规范示意图。1%是TO(过电压持续时间)与TS(一个切换周期)之间的比率。VDS,峰值=120V,在100kHz和75℃时2218器件经受数十亿次开关循环测试，显示了非常小的动0V峰值过冲电压。在8x108秒(25年)结束时，通过将其由于被测器件在每个脉冲的很短时间内仅达到120V峰值电压，因此存在轻微差异。当高电流和高漏极-源极电压同时发生时，热限制可能会成为氮化镓器件的一项考虑因素。进行了大量的稳健性测试，验证了数据表中规定的安全操作规范。4.3.2.安全工作区域晶粒内部的高功耗导致结温迅速上升，并形成强热梯度。对于足够高的功率或脉冲持续时间，设备会过热并灾难性失效在硅MOSFET中，在SOA测试中观察到另一种故障机制温度更快上升，从而完成一个正反馈循环，导致热失控和最本研究的目标是确定在氮化镓晶体管中是否存在Spirito效来巨大的技术挑战，通常需要专用的水冷散热器。然而，对这是因为在短时间尺度上，结中产生的热量没有足够的时间33时间(分钟)图4-19:在120VDS、Peak和75℃UIS测试下，来自三个不同晶圆批次的代表性EPC2218被测设备动态RDS(on)的演变，超过15亿循另外两款额定100V的代表性GaN晶体管，EPC2204和EPC2302,在25℃下以120VDS进行的UIS测试如图4-20所示了超过60亿和100亿次脉冲的压力，测量了小的动态RDS(on)漂移。当预测到25年(1.3x10^7分钟)及更长时间时，DUT的动态R图4-20:代表性EPC2204和EPC2302器件在120VDS下进行峰值UIS测试提出并验证了一种重复性排水过电压规范，通过电阻负载硬开关和无夹持感应开关测试电路。这个基于占空比的规范为RELIABILITYREPORTRELIABILITYREPORT硅基底。考虑到这些因素，SOA测试以两个脉冲持续时间进行，即1毫秒和100微秒。这些点叠加在数据表中的SOA图上。显示了100微秒和1毫秒点表示部分失败的位置。广泛的SOA区域被查询而没有任何失败(所有绿色点),从低VDS一直到VDS,Max(200V)。所有故障(红色点)发生在SOA之外，在数据表图中的相同的情况也适用于1毫秒脉冲数据(紫色和红色三角形);所有的故障都发生在数据表SOA之外。图4-22提供了另外三个零件的SOA数据，EPC2212(第四代汽车100V)、EPC2045(第五代100V)和EPC2014C(第四代40V)。在所有情况下，已经查询了数据表中的安全操作区域而没有失败，并且所有故障都发生在SOA限制之外，通常远远超出限制。数据表中的SOA图是通过有限元分析生成的，使用了器件的热模型，包括所有相关层以及它们的热传导和热容。基于瞬态模拟，SOA限制由一个简单的标准确定：对于给定的脉冲持续时间,功耗必须使结温在脉冲结束前不超过150℃。这个标准导致基于恒定功率的限制，SOA图中用45°绿色线(100微秒)和紫色线(1毫秒)表示。这种方法导致了一个定义了保守安全操作区域的数据表图，正如在本研究中所展示的广泛的p-DrainCurrent(A)p-DrainCurrent(A)50℃下RDS(on)的最大规格。显示了1毫秒(紫色三角形)和100微秒失败用红色三角形(1毫秒)或红点(100微秒)表示。请注意，所有故障发生在数据表SOA区域之外。b-DrainCurrent(A)b-DrainCurrent(A)0微秒脉冲(失败)1毫冲(失败受RDS(on)限制)1毫秒脉冲(合格)图4-22:EPC2014C、EPC2045和EPC2212的SOA结果。1毫秒(紫色三角形)和100微秒(绿色圆点)脉冲的测量结果一起显示。故障用红色三角形表示。短路韧性指的是场效应晶体管在导通状态下能够承受应用中和电路寄生电阻的电流，后者随故障的应用和位置而异。如果短路状态未被保护电路扑灭，极端功率耗散最终将导致晶在2-3微秒内检测并对过流条件做出反应。因此，可以经受大约5微秒或更长时间的无钳位短路条件，则会很理想。用于短路可靠性评估的两个主要测试电路在[22]中进行了描述。它们是：●硬切换故障(HSF):在施加漏电压的情况下，门被切换为开启(和关闭)。●负载下的故障(FUL):当门极打开时，漏极电压被接通为了本研究，器件在两种故障模式下进行了测试发现显著差异。因此，本讨论的重点将放在剩余部分关于FUL结果.现出在硅基IGBT中可能出现的任何锁定或门极控制丧失的现象[23]。这个结果是预期的，考虑到极结构。直到晶体管发生灾难性失效时，短路可以通过将门极置为低电平完全消除，这对于保护电路设计是一个有利的特性.两款代表性的GaN晶体管进行了测试：1.EPC2203(80V):第四代汽车级(AEC)器件2EPC2051(100V):第五代设备了测试，因为短路评估所需的高电流。然而，基于简单的热缩放论证，耐压时间预计对于其他同系列设备是相PC2203的结果涵盖了EPC2202、EPC2206、EPC2201和EPC2212;EPC2051涵盖了EPC2045和EPC2053。时间(μs)EPC2203的输出I-V曲线图4-23显示了EPC2203在一系列递增的漏电压下的负载脉冲下，直到VDS达到60V,该设备未发生故障。在这些条件下，0.9x0.9mm芯片中散失了超过1.5kW的功率。在较高的VDS下，脉冲期间电流随时间衰减。这是器件内结温上升的结果，并不意味着任何永久性退化.图4-23:EPC2203在负载测试(FUL)下的故障波形，针对一系列递增的漏电压。漏脉冲为10μs,VGS=6V。该设备在此脉冲宽度下未发生故障。在VDS与时间的图中(左),V直接进行的凯尔文感应。在IDS与时间的图中(中),可以注意到IDS随时间的推移而降低，这是由于自加热造成的。该成的输出曲线(右)。漏电流被报告为脉冲期较高VDS下器件加热，漏电流在饱和区翻转.使用更长的脉冲持续时间(25微秒),零件最终会因热过时间从脉冲开始到失效时间。平均TTF(μs)标准差(微秒)最小TTF(微秒)平均脉冲功率(kW)晶片面积(mm2)能量/面积(mJ/mm2)图4-24:典型EPC2203(左)和EPC2051(右)在VDS=60V、VGS=6了八个零件的队列直至故障。表4-1总结了结果。EPC2203分别在5V(推荐栅极驱动)和6V(VGS(max))下进行了 测试，其平均耐受时间分别为20微秒和13微秒。请注意，由于饱和电流更高，该器件在6V下的存活时间更短。EPC2 051在故障时间(9.3微秒)方面略低于EPC2203在6V下的。然而，在所有情况下，耐受时间测得的故障时间由红色标记表示。请注意，EPC2203在△TJ约为475℃时发生灾难性故障，而EPC2051在约575℃时发生故障。符合简单的时间平方根依赖关系(热扩散),如所示的方程式。其中P表示单位面积平均功率，k=6.73x10-5Km2/Ws1/2。RELIABILITYREPORT脉冲期间的强功率密度导致GaN层和附近硅衬底迅速升温。由于脉冲时间短且传热相对较慢，只有少量半导体(<~100μm深度)可以吸收能量。线性增长。如图4-25所示，对于EPC2203,无论是5V还是6V条件，在接近475℃的结温升温时均发生故障。对于EPC2051也是如此，在接近575℃的△TJ时两种条件均发生故障。从这些结果可以得出三个重要结论：1.对于给定设备，失效时间与功耗的平方数(P-2)成反比直接与结温超过一定临界值相关联。3.宽禁带eGaN器件可以在结温(>400说是完全无法到达的，原因在于自由载流子的热失铜柱被用作最新的EPCGaN器件中的互连。HEMT使用功率四平方无引线(PQFN)封装。铜柱互连由镀铜柱和主要由锡(Sn)以及少量的银(Ag)、金(Au)和铜(Cu)组成的焊料帽两部分构成。在回流过程后，焊料帽连接晶体和封装，通常被认为是限制GaNHEMTs连续电流额定值的关键因素。电迁移(EM)被确定为主要的老化机制，即金属结构中原子的移动造成空隙形成。因此，在本节中，进行电迁移测试以确定EPC的GaNHEMTs中采用的铜柱的连续电流密度限制。根据测试结果，推荐一个具有定量可靠性影响的连续电流额定值。电迁移的主要原因是由传导电子和晶体中金属离子之间动量转移产生的电子“风”。当动量超过由激活能控制的扩散阈值时，金属原子可以移动并产生空洞。Bl泛接受用于预测电迁移老化机制下的寿命。度加速了这一过程。由于电磁降解引起的焊料空洞的初始形成减少了电流传输的横截面积，导致电流密度进一步增加。电流密度的增加进而进一步加速了焊料空洞的形成，从而导致正向反馈循环。方程4-19中的eQ/kT项代表了电磁的热激活过程。焦耳热升高了结合温度，加速了原子的运动，导致更多空洞的形成。这两个过程可能导致由于空洞形成或金属互连熔化导致的电气短路而导致开路。由于电磁是一个慢速机制，在正常使用条件下可能需要多年才能发展，因此在加速应力条件下进行测试是必要的，以在合理的时间范围内产生与电磁相关的失败o电磁实验由三个部分组成，包括待测设备(DUT)卡、定制测试芯片和温度箱。定制测试芯片是根据JEDEC标准JEP154[32]设计的。测试设置放置在温度箱中，DUT卡放置在中心。使用了两个热电偶：一个安装在烤箱中心以监测环境温度，另一个直接放在DUT背面，暴露硅衬底的位置。测试芯片覆盖有导热软膏，并夹在两个铜散热器之间以保持恒定温度。通过使用Rth,JC为0.2℃/W和125℃时总共3.2瓦的功率散热，计算得出铜柱互连和放置第二热电偶的DUT背面之间的温度差为0.64℃。感兴趣的铜柱互连呈椭圆形，面积为5,271平方微米，焊接在PQFN封装轮廓中铜引线框架在之前关于铜柱互连的研究中选择了27kA/cm²在125℃和55kA/cm²在150℃的测试条件。根据JEP154的建议采用了10%电阻增加作为失效标准。两种测试条件都没有失败，这与许多关注EM铜互连的研究一致。铜柱互连的电流密度功率指数经常被各种研究报道为2。通过之前的研究普遍接受SnAg焊料帽的激活能为1电子伏特。通过使用n=2和Q=1电子伏特的值，假设870小时的失效时间和0.1%的失效率，求解出Black方程的常数A为3.24。确定了常数A后，可以计算在任何给定温度和电流密度下的0.1%失效率的寿命。EPC的PQFN器件的连续电流额定值基于13kA/cm²的保守EM电流密度限制。通过将电流密度和125℃的结温代入方程4-12,预计的0.1%失效率寿命为10年。截面积，n是指数，Q是激活能，k是玻尔兹曼常量为8.62x10-5电子伏/开尔文，T是以开尔文为单位的温度。冲信号打开，输入电压(驱动器示波器.图4-26:测试电路示意图，用于如图4-28所示，对于额定为80V或100V的器件，约3V的漏源电压被确定为氮化镓HEMT的电流传导从线性区向饱和区转变的典型拐点。因此，使用3VDSKelvin测量来量化各种(VDS)跨过待测物品(DUT),以及跨过1mΩ分流电阻器的电压降为C2204A)HEMT,在5第6代00.20+5图4-28:(a)在25°℃时，以固定的VGS为5V,脉冲电流密度按门宽(Wg)缩放对VDS的变化；(b)在25℃时的脉冲电流密度。值及其标准偏差。在经历频繁且剧烈的温度变化的应用中，温度循环(TC)已成为一个普遍关注的问题。本节中开发了一个综合的温度循环(TC)寿命模型，该模型包括设备C测试条件、升温速率以及各种PCB特性。当芯片级封装(应用于PQFN封装设备的功率循环(PC)应力，其中热机械应力源于PQFN设备和PCB之间的不均匀温度梯度，这种当设备结温从25℃升高到125°℃时，由于RDS(on)的增加,预计GaNHEMTs的输出电流将减少约20%。s的RDS(on)仍远低于数据表的最大规定值，表明在如此极 交频机制的根原因准偏差。所得的册都电流超过了数据表中规定的197A图4-30温度循环过程中对焊点的应力示意图设备4试条件及各种PCB特性，开发了一个全面的TC寿命模型。脉冲数(百万)器件(DUT)、焊接互连和PCB之间热膨胀系数(CTE)的不匹配。热机械应力主要磨损模式，确立了最小角落焊料凸点的磨命(周期)命(周期)间(周期)因此，基于到中性点的TC寿命模型被频繁采用，并且已经1,EPC2069,EPC2218,EPC2204,EPC2152和EPC2。温度循环实验旨在确保唯一的变量是器件尺寸和凸点形状。这些器件安装在相同的测试PCB板上，使用相同的焊MTTF=A(DieArea)-n其中A是一个常数，晶圆面积是通过长度乘以宽度来计算其中A是一个常数，晶圆面积是通过长度乘以宽度来计算。R2值低于0.7表示拟合不佳，表明单靠晶圆面积无法与TC寿命之间的相关性达到良好的一致性，这是因为遵循文献中通常接受的寿命模型[40,41,42]。C应力期间，器件的中心点经受的压力最小，相比于器件的极端部位。这个中心点被定义为中性点，从中性点到端的焊料凸点的距离被定义为DNPmax。温度循环范围为-40℃至125℃,升温速率为15℃/min,端点停留时间为10分钟，符合行业标准JESD22-A104datasheet限制被用作故障标准。采用测试至故障方法，设备持续测试，直到达到50%的故障率。使用最大似然估计(MLE)对每个器件使用两参数威布尔分布进行故障分布分析[40]。图4-31的图中用实线表示结果威布尔拟合，威布尔特征见表4-4。焊点开裂3.25x3.25mm4.4MTTF=A(DNPmax)-nEq.4-21最佳拟合Eq.4-21得到了一个故障分析确定器件角落处的门极焊接点开裂是温度循环性能的限制因素。较长的门极凸起可能表明在温度循环应力下更长的故障时间，反之亦然。图4-31和4也具有不同长度的门极焊料凸起。因此，角落门极凸起形状应与DNPmax一起考虑，以便更准确地开发温度循环寿命模型。由于所有研究的器件门极凸起宽度相似，因此凸起长度，表示为L,是包含在以下讨论中的主要参数。因此，焊料凸起长度L被纳入DNPmax,有效DNP(DNPeff)在方的疲劳模型来计算MTTF,量化焊接点开裂始于何时并最终MTTF=A(DNpeff_等式4-23开裂的温度循环寿命模型，考虑了芯片和焊点的不同尺寸变表4-5表明，模拟的平均无故障时间(MF相比在+/-10%的误差范围内。这进一步验证了包括器件尺寸和关键角门凸起长度(L)在内的方程4-17中提出的TC寿(循环)TTF(循环)C测试条件，包括热和冷温度极端之间的温差(△T)、热温度极端(TMax)、斜坡率(R)以及在温度极端停留的时间(tWLCSP器件，两个测试引脚使用相似的斜坡温度极端停留的时间(tDwell)。每次温度循环间隔后，执C/min,使用单区环境TCC/min,使用单区环境TC室，而所有其他TC测试参数保持,是关于最高温度TMax处蠕变机制的阿伦尼乌斯项。Ea是果的韦布尔图，其中设备安装在两层铜PCB上MTTF(循环)果的韦布尔图，其中设备安装在两层铜PCB上MTTF(循环)信水平)TF为952个循环。因此，斜率指数a被估计为-0.134。基于文献[50,51,52,53,54],停留时间指数b为-1/3,表明在TC温度极值下，较长的停留时间会导致较低的TC因此，公式4-26可以简化为公式4-27,关于TC斜率(R)时间合并为一个具有相同指数的单一项，这假设这两个组图436显示了-40℃到125℃测试条件下TC寿命的归一化作时间合并为一个具有相同指数的单一项，这假设这两个组在高温冲击下的寿命可以通过Clech的“板Clech的模型是通过从第一原理建模组件与PCB之间的机械刚度，如图4-38中绿色箭头所示。方程4-28指定了由这种平斜坡速率(°C/min)图4-36:在-40℃到125℃的TC条件下，对2层PCB进行标准化TC寿命与斜坡速率的比较，所有TC寿命均标准化为15℃/min的斜坡速率。使用COMSOLMultiphysics⑧进行慢组更高的应力水平，导致能量耗散密度增加，因此导致方程4-28面内平面内剪切力剪切力(设备)5图4-38:设备和PCB上作用的平面内拉伸剪切力的示意图第二项N2由作用于PCB的平面内拉伸剪切力控制，如图4图4-37:慢速和快速斜坡率组的应力-应变滞回环。.对PCB属性影响进行建模高密度功率模块通常使用高层数和厚度较大的印刷电路板其中，F和△α与等式4-28中的相同，γPCB是PCB的泊松比EPC-功率转换技术领域的佼佼者|EPC-CO.COM|O2025|更多信息：info@epc泊松比亨克尔.乐泰.选择与GaN晶体管配套使用的填充材料的主要指南如下：填充材料的热膨胀系数应在16到32ppm/℃的范围内，以焊点的热膨胀系数(24ppm/℃)为中心。在这个范围内,较低的值更为优选，因为它们与芯片和PCB的匹配更好玻璃转变温度(Tg)应舒适地高于最大工作温度。当在Tg以上操作时，填充材料会失去其刚性，无法保护焊点峰值剪切应力。为了清晰起见，仅显示了焊锡条中的应力。此外，机械变形被夸大了20倍，以便说明接头中的剪切对于CTE与焊接接头不匹配的填充材料，应力也可能在接头●杨氏模量(或储存模量)应在6-13GPa范围内。如果模热膨胀系数=23E-61°C热膨胀系数=23E-61°CE=20GPa热膨胀系数=23E-6/°E=20GPa热膨胀系数=23E-6/°℃热膨胀系数=40E-6/1℃米塞斯(峰值剪切应力)。模拟了四种不同的填充条件，填片和填充材料中都显示出来。高杨氏模量的情况在焊点中中显示出高应力。这些高应力可能导致设备内部的裂纹和好的折衷。关于热膨胀系数，分析表明应避免高填充材料热膨胀系数(>32ppm/℃)。料的杨氏模量(E)和不同的CTE也在变化。注意，每张图片中的变形已经按相同的比例夸大了障。有填充物的组表现出在3000个TC1应力周期后测得的RDS(on),以及RDS(on)变化中没有发现异常器0个周期合格器件进行了随机的物理横截面检测，没有观察到焊点开裂。这表明，应用适当的填充材料可以显著提高TC能力。因此，图4-44中带有底填料腿的韦布尔拟合线仅仅是基于当前测试结果的下限置信水平的温度循环可靠性分析奠定了基础分别为5.1.6和5.2.5电力循环(PC)测试模拟了由于电力设备的重复开关操作使用EPC2218A[59]在-40℃到125℃的TC1条件下研究了底填料对TC可靠性的影响，其中比较了两组零件：一种带有底填料，另一种没有而底引填起料的封装元件与PCB之间的非均匀热梯度的热机械应力选择的底填料材料来自亨克尔的Loctite(部件编号：Eccobond-UF1173),在之前的研究中表现良好[604],在该测试中，被测试设备(DUT态，并且PCB与DUT之间存在微不足道的均安装在使用标准FR4预浸胶材料的两层铜PCB上。所有底填料设5比较了PC与TC的不同设备接合温度曲线是主要的失效模式。从测试到失败方法得到的实验结果总结在韦伯图中，详见图4-44。时间(秒)采用恒定功率的方法[61]对DUT进行加UT的结温可以达到预设的最高温度(TMax).加后，恒定功率被移除以开始冷却循环，在此期间外部冷却风扇被部署，以强制气流通过设备的背面.图4-44.EPC2218A温度循环(TC)结果的威布尔图，与没有填充在功率循环(PC)过程中，通过安装在被测设备背面的FLI在本节中，之前开发的热机械寿命被发现适用于功率循环(PC),但某些功率指数需要EPC的PQFN设备在各种PC应力条件下开发了PC寿命模型此外，发现不同的PC周期时间(tCycle)会导致PC寿命的显著差异。这两种影响进行了系统性研究，并随后纳入了本报告中提出的PC寿命模型。经过一定数量的电源循环后，进行了电气参数测试，超过数HalfDiePQFNtcycle=60s产品方程4-25中)循环)表48:三种PC测试条件的总结及由Weibull图确定的MTTF。故障。在PQFN封装和PCB之间的角门针脚焊点开裂被确定为PC故障的主要原因，如图4-48所示。PC中观察到的故障焊接接头开裂闸门焊接接头开裂也是导致类似于TC的PC故障的原图4-48的FA图像显示，由PCB和QFN封装之配引起的剪切应变型机械应力主要导致PC故障。因此，从Norris-Landzberg模型发展出的Eq.4-25中的热机械寿命模型可以应用于PC应力。然而，一些拟合参数，如功率指在TC中实现的Norris-Landzberg模型，可剪切应变来表达PC的寿命模型，如第4-34式所示[44,45]其中f堤频率项，表示每天的循环次数，α是频率指数，Ea是在循环中最相关的激活能，k是玻尔兹曼常数；在TMax和TMin之间的凸起，β是幂方程式4-35时间(秒)其中图4-49:PC循环温度曲线105秒每周期与60秒每周期的比较，温度通过直接安装热电偶在PQFN封装器件背面上进行测量。其中其中图4-49:PC循环温度曲线105秒每周期与60秒每周期的比较，温度通过直接安装热电偶在PQFN封装器件背面上进行测量。到应力中性点(通常是器件中心)的距离。由于半片PQFN和整片PQFN具有相同的尺寸、凸点布局和占地面积，因此对于本研究中调查的所有器件，DNPmax保持不变。△T放在PC循环的加热阶段内，由于自加热，器件结温迅速超放在PC循环的加热阶段内，由于自加热，器件结温迅速超环境温度，而PCB和焊料互连的温度可能滞后。这与传的TC测试形成对比，传统TC测试中整个DUT组装件置在具有均匀温度分布的TC箱中。因此，器件结温和P之间预期存在温度梯度。梯度的大小取决于器件升温到目标结温度(TMax)的速度，可以通过tCycle来量化。在接下来的部分中，将研究涉及PC应力和PQFN封装实施的三个关键方面，如下所示：标结温度(TMax)的速度，可以通过tCycle来量化。1.循环时长的影响(tCycle)3△T的影响(TMax-TMin)我们研究了全芯片PQFN封装的两种不同循环时间(tCycle)测量器件结温分布，其测量结果如图4-49所示。由于采用了恒功率测试方法进行PC应力，因此在两个分布中，TMax或TMin几乎没有停留时间，这与TC测试有显著不图4-50:锡焊观察到的热机械应变比较，条件(a):未施加电图4-50:锡焊观察到的热机械应变比较，条件(a):未施加电源，因此设备和PCB均为蓝色；条件(b):设备以极短的tCycl路径的TMax和TMin保持不变，因此PC寿命(N为公式4-36。e上电，设备变热(红色),但PCB保持环境温度(蓝色);条'c):设备以极长的tCycle上电，设备和'c):设备以极长的tCycle上电，设备和PCB均达到TMax(均为红色);条件(d):设备以中等tCycle上电，设备变热(红色)但PCB仅达到中间温度(粉色).其中，f代表每天循环的次数，如表4-8所。因此，估计a约为2。正频率项指数表明，较短的tCycle会导致更长的PC寿命，反之亦然。qfn,具有两个不同的内部芯片尺寸和几何形状。图4-47和寿命比全封qfn器件(EPC2302)长30%,tCycle为60秒。本一因素在于内部芯片尺寸。表49总结了全封和半封PQFN封装的铅框架(铜)、环氧树脂封装和GaN-on-Si内部芯片在图450(d)中代表正常RC测试，预计较长的tCyele将在TMa时对角焊点产生更高的剪切应变，导致较短的FC寿命(NPC),反之亦然。这一分析验证了根据图447和表48中的测试失败数据计算出的正频率功率指数为2。有限元分析(FEA)目前正在进行以进一步了解基础机制,导致PC寿命更短(NPC),反之亦然。该分析验率功率指数。有限元分析(FEA)目前正在进行，以进一步了解潜在机制。的一部分，所有PC寿命均归一化为tCycle为105秒时的MT其中电源指数β估计为SAC305锡焊互连约为2[50,51,52,55,56]。表4-8表明全芯片PQFN设备的MTTF低于半芯片PQFN设备的约22%。在计算PQFN封装的有效CTE与PCB之间的△CTE后的关系，所有PC的关系，所有PC寿命均周期(s)图4-51:归一化PC寿命与循环时间(tCycle)归一化到tCycle为105秒时的MTTF。图4-51:归一化PC寿命与循环时间(tCycle)归一化到tCycle为105秒时的MTTF。RELIABILITYREPORTRELIABILITYREPORT虽然估计的PC寿命差异与测量结果呈现一致的观察到小的差异。第一个可能的原因是，2的功率指数是基37成立，但PC应力的实际功率指数可能小于2。事实上，使建模与实验结果之间的差异也可能由于TC和PC应力之间加热方法的根本差异。公式4-37是从原始的NorrisgTC模型推导而来的，该模型假设整个DUT/PCB组件堆叠的温度变化在应力过程中是均匀的。因此，两个不的PC应力下，器件与PCB之间的热梯度是不可避免的，如作正在进行中，以研究这一效应并进一步完善PC寿命模型设备结温差(△T=TMax-TMin)在PC周期内的影响也可同。因此，假设tCycle和TMax保持不变，则PC寿方程4-38图4-52显示了在50%故障率和1%故障率下，tCycle=60秒和TMax=150℃时，完整晶圆和半晶圆PQFN封装的PC寿基于EPC的PQFN封装设备的实验功率循环(PC)数据，开发了一个综合的寿命模型，认为角落栅极焊点开裂是PC故Cycle)、△T(TMax-TMin)和内部芯片的尺寸及几何形状的影响全芯片固定全芯片固定TMax=150°℃的PC寿命50%失效率1%失效率PCPC半导体寿命固定TMax=150℃50%失效率全芯1%故障率图4-53:1%故障率与△T在TMax为50℃下的寿命曲线4.5.机械应力磨损的测试结果弯曲力量有两个主要原因的关注弯曲力量有两个主要原因的关注N产品在最严格条件下都能机械坚N产品在最严格条件下都能机械坚固地抵御环境剪切应力失败-失败-表4-10:四个器件在弯曲力测试期间的标准化RDS(on)与板弯曲的关系。注：数值已归一化为在未弯曲情况下的RDS(on)。其中四台设备中有两台在6毫米挠曲处失效，而另外两台在8毫米时幸存。在任何设备参数中均未观察到显着的应力响应。每个器件的电阻值。对所有10个器件，电阻变化很小，表明这个测试没有导致焊点的退化。为了进一步验证焊点质量，随机挑选了三个器件进行焊点横截面检查，结果显示横截面中没有可观察到的焊点裂纹，与电阻记录相符。因此，这些结果表明PQFN焊点能够在PCB弯曲中稳定承受恒定负载，第二个测试条件是以测试至失败方式评估了对PCB弯曲的鲁的极端应力条件下的最终失效模式。共测试了10台设备。件与PCB之间的焊接强度，在PCB弯曲和翘曲应力条件下。存在潜在的机械影响时，比如在马达驱动应用中的PCB变形和在与汽车相关的应用中的机械冲击和PCB弯曲。弯曲测试使用3点弯曲设置，并遵循IEC-60068-2-21中描述的基曲测试。器件安装在一个尺寸为180毫米长、90毫米宽、1.6毫米厚的8层PCB的中心位置。PCB放在两个支撑夹具上，间距为90毫米。待测试的器件朝下放置。弯曲工具在PCB背挠曲挠度逐渐从零增加至最大15毫米，或者当出现突然的阻抗变化时。挠曲步长为1毫米，每个步骤的测试持续时间为20秒。度。所有器件在弯曲挠曲达到10毫米时均察到电阻变化。约在11毫米的弯曲挠曲处有两台设未观察到焊点退化的情况下，承受长达10毫米的PCB弯曲挠图4-55弯曲测试设置，用于评估PQFN器件采用串接PQFN器件，可在测试过程中可靠地监视焊点电阻。这些串接PQFN器件使用与EPC2302相同的第一个测试条件评估在恒定负载下焊点的强度。对10个器件在20秒持续时间内受到2mm弯曲变形的应力。在弯曲测试项目阻(Ω)123456789表4-11:第二次测试前后的电阻情况及最大弯曲变形第5节介绍了一种框架，用于分析在具有复杂应力条件和不同持续时间的任务特定应用中的器件寿命。该分析主要基于执行任务特定可靠性预测通常包括两个步骤。第一步是确定RELIABILITYREPORT字符串逆变器多年来一直是可靠的选择。然而，它们也面临许多挑战，包括因遮挡而导致性能下降、电池板不匹配问题以及缺乏模块级监控等。最重要的是，由于字符串逆变器的串联配置，性能最差的电池板会主导整个系统的能量转换率应力源，每个应力源在整个任务过程中都存在。然而，这些设备通常不会在单一条件下连续运行，而是在非常复杂的条件下运行，不同时期内的电压、温度或频率都会有所变化。因此，第二步是进一步检查在每个应力源的任务寿命内的工作条件和应力剖面。一个很好的例子是放置在户外的太阳能电池板，在不同的年份会经历不同的温度剖面。不同的温度剖面可能导致明显不同的温度循环(TC)寿命,这表明使用单一或平均的温度变化剖面极不可能准确预测因此，开发了方程5-2以解决这些问题能源部于2010年发布了每瓦一美元的光伏(PV)系统倡议,其中开发更高效、更可靠的模块级集成逆变器被强调为实现目标的关键改进领域[65]。SunShot2030PV计划计划于为了实现目标并最大化能源产量，微逆变器和功率优化器等,允许在电池板级进行直流到交流的电力转换。这使得每个太阳能电池板通过独立的最大功率点跟踪(MPPT)以其最佳性能运行。即使树枝遮蔽了某些电池板，所有邻近的电池板仍然可以充分转换电力。效率的下降仅影响被遮蔽的电池板方程5-2其中，分子中的a,b,……,n代表每种独立应力条件的分在这一部分中，该框架应用于三个示例应用：微逆变器和功率优化器被广泛应用于现代太阳能面板中，以最大限度地提高能源效率和转换率。这些拓扑结构和实现通常需要至少25年的寿命，这对市场采用构成了一个关键挑战。低压氮化镓(GaN)功率器件(VDS额定值<200V)是一种有前途的解决方案，并正被越来越多的太阳能制造商在本节中，采用了测试至故障方法，并应用于研究氮化镓晶体管的固有磨损机制。这项研究使得能够开发基于物理的寿命模型，可以准确地预测在太阳能应用的各种任务配置要求对可再生能源需求不断增加导致住宅和商业部门屋顶太阳能安装迅速增长。传统上，在太阳能安装中广泛使用串联逆变器，其中多个太阳能面板被串联连接。逆变器负责将太阳能面板的直流(DC)输出转换为交流(AC)电力，用于为家,微逆变器使得增加面板以提高功率输出变得简单。微逆变器可能比串联逆变器更贵，但随着时间推移可以通过从系统中获得更多电力来收回成本。因此，市场上的微逆变器需要与25年的面板保证相匹配[67,68]功率优化器是集成到太阳能面板布线中的直流-直流转换器,通过不断调节直流特性来使每个太阳能面板实现最大功率点跟踪，从而最大化能源输出。在存在遮挡问题或需要将太阳能面板放置在不同方向的多个屋顶表面的情况下，功率优化器是一个有效的解决方案。因此，功率优化器通常比串联功率优化器还需要提供25年的保修服务[69,70]。在审查推动从串联逆变器转向微逆变器和功率优化器的优势后，介绍了测试至故障方法，确定了最有可能导致器件故障的三种“应力源”——栅压、漏极偏置和温度循环。在随后的章节中，评估了这些因素对器件寿命的影响，以平均故障时间(MTTF)和其他参数来表达。为解决关于需要可靠运行25年的可靠性问障方法[4,27],并应用于常用于太阳能应用的EPC-电力转换技术领导者|EPC-CO.COM