电压控制LC振荡器设计

1、电压控制振荡器 摘要摘要 本设计是一个功能完善,性能优良的高频 VCO(Voltage Control Oscillation)。主振 器由分立元件组成。电压对频率的控制是通过变容二极管来实现的。即通过改变变容二 极管的反向压降，从而改变变容二极管的结电容，继而改变振荡频率。系统的输出频率 范围为 10MHz40MHz。频率稳定度在以上。设计以单片机为控制核心，实现频率和 10 3 电压值的实时测量及显示并控制频率步进，步进有粗调和细调的功能。粗调可实现较大 步进值调节，是调可实现较小步进值调节。该功能使得频率的准确定位十分方便。本电 路在调频部分为提高输出频率精度，采用单片机控制主振器参数，

2、根据产生不同的频率 范围控制不同的主振器参数而达到提高精度和稳定度的目的。为了高频信号的良好传输， 本设计的部分电路板采用了人工刻板使得本设计更加特色鲜明，性能优良。 关键字：VCO 单片机 变容二极管 A/D574 AbstractAbstract This design is a high frequency VCO with comprehensive and perfect function. The main vibrator is made up of several separable components. Voltage control on the frequency is

3、 realized by way of varicap diode. That, changing the reverse voltage of diode can adjust the frequency. The frequency of the apparatus can output from 10MHz to 40MHz, and its frequency stability can reach .This design uses a single-chip as control core to measure and 10 3 display the frequency and

4、voltage and regulate frequency. The frequency adjustment includes two procedures -approximate adjusting and slight adjusting, The slight adjusting can realize the precise frequency output. In order to change the precision of frequency to output, the circuit control the main vibrator with a single-ch

5、ip. In order go gain what we to. we can change the different parameters of the main vibrator. In addition, Some part of the design wield arterial pattern plate. It nape the circuit mare perfect. KeyKey words:words: VCOVCO MCUMCU DIODEDIODE A/D574A/D574 一、方案论证与比较一、方案论证与比较 根据题目要求，提出以下三种方案加以论证比较。 方案一：系

6、统框图如图（1）所示 图（1）电感三点式框图 主振器采用电感三点式振荡器，该方案的主振器是一个比较实用的电路，结构简单， 控制容易实现。但经分析，此方案有以下不足：（1）可调范围不明显，原因是晶体振荡 器的固定频率所造成；（2）买到的变容二极管变容比只有 6，达不到设计要求（3）主振 器的选频网络由 L，C 并联而成，而对于手动调节 C 或 L 有一定宽度的变化，但幅度变 化不明显。频率步进由 DAC 控制，步进不稳定。而且电感三点式产生的波形不理想，谐 波分量幅度很大。而且稳定度达不到要求。 方案二：系统框图如下所示 电容三 点式VCO 功放 A/D MCUPLL 显显示示 键键盘 图（2）

7、电容三点式框图 本方案的主振器采用电容三点式，频率调节和步进采用锁相环来实现，电容三点式主 振器改善了输出波形和减小了谐波分量。锁相环使频率跟随加快，频率稳定度提高，步 进容易实现。但是电容三点式主振器在调频时不方便，而且可调范围不大。 方案三：系统框图如下所示 VCO功放 显示MCUPLL 键盘 A/D 图（3）系统框图 方案三采用了锁相环控制步进和频率稳定度。锁相环使频率跟随加快，频率稳定度提 高，步进容易实现。而且能实现粗调和细调功能。主振器采用前级振荡，后级利用谐振 缓冲。此主振器产生波形良好，调节范围很大，能达到题目要求。 经综合比较，选用方案三 二、系统原理分析与论证二、系统原理分

8、析与论证 2.12.1 系统组成系统组成 系统框图如图（3）所示 VCO 为本系统的主振器，产生高频信号，输出信号经 A/D 转换，通过单片机处理后 送到显示模块进行显示，信号同时送功放模块对信号进行功率放大以驱动更大的后级负 载。通过单片机控制 PLL 实现频率步进和提高系统的频率稳定度。系统各部分模块具体 设计如下。 2.22.2 VCOVCO 的设计的设计 免调节 VCO 从概念上讲非常简单。只要振荡器具有足够宽裕的调谐范围来消除所有的 误差源,比如元件容差所引起的频率偏移，振荡频率的调整就可以省去。初看起来，这项 任务非常简单明了，只需提供足够的调谐范围来覆盖所有的误差源即可。然而，对

9、于一 个给定的调谐电压范围，有限的可变电容量限制了频率调谐范围，而且 VCO 的电性能要 求往往进一步将调谐范围限制在更窄的区间内。另外，过大的调谐范围还会给振荡器带 来一些负面影响。很宽的调谐范围要求压变电容至槽路间有很重的容性耦合，这会给滤 波器设计带来很大的困难。 分立元件 VCO 能够提供足够的自由度来满足大多数系统的性能要求，如图（4）所 示 Colpitts(科皮兹系)共集电极电路。该结构可用于很宽的工作频率范围，从中频直到射 频。 （图 4）：Colpitts 共集电极电路 （图 5）：并联模式网络 一个灵活、廉价、有足够高性能的 VCO 可基于一个由廉价的表贴电感和变容二极管

10、组成的电感-电容（LC）谐振槽路组成。 振荡器槽路是一个并联谐振电路。电感和压变电容能够以并联或串联模式的网络形式 实现可变谐振。并联模式网络（图 5）可用于较低频率，因为大值压变电容难以实现而电 感可以做得比较大。并联模式配置还便于对振荡器做直观地分析。 对于 Colpitts 振荡器可以采用一种简化的、精确性稍差的方法来加以分析，并得到一 组更清晰、更直观的设计方程，有助于一阶振荡器的设计。首先，Colpitts 振荡器可重画 为一个带有正反馈的 LC 放大器（图 6） 。这个视点易于计算环路增益、振荡幅度和相位 噪声。为了描述启动过程的振荡频率，最初的电路也可重画为一个负阻加谐振器结构

11、（图 7） 。从上述两个视点得到的一系列方程联合起来构成一组 Colpitts 振荡器的设计方程 不考虑分布参数，并假定 CCC1 和 C2，并有 C1C（C为三极管基-射结电容）。振荡 频率可按下式计算： f0=1/(2(L*CT), CT=CV+C12 （1） ） ） CV=(CVAR*C0)/(CVAR+C0), C12=(C1*C2)/(C1+C2) - 谐振电路的品质因数（QT）可按下式计算： QV1/(2*CV*RS*F0), RQC=QV2*RS （2） QTREQ/(2*L*F0), REQ=RQLRQC - 振荡幅度可按下式估算： - V0=2*IQ*REQ*(J1()/J0

12、(), V0=IQ*REQ*1.4 （3） - 环路增益和起振条件按下式计算： （图 7）：映像放大器模型 （图 6）：LC 放大器模型 R1 1K C1 100P R2 33K R3 15K R4 470 C2 27P C3 27P R6 4.7K C4 1000P K L2 1.5uH CD V3 9018 V4 9018 R5 39JK R7 100C7 102 L2 1.2uH L3 0.8uH C5 39P C6 1000P FVCO V2 9014 V1 9014. C9 102 C8 105 VoutVin GND 1 2 3 +12V R9 470 P2.5P2.4 R8 47

13、0 K KT1 C10 100P C11 39P A BD C PDO A B C D L1 KT2 7805 U1 E E - 环路增益=gm*REQ*1/n, 当 n=(C1+C2)/C2 （4） - 起振条件： gm/(2*C1*f0)(2*C2*f0)(REQ/QT2) （5） 上述公式中：Co 为压变电容耦合电容：CT为总谐振电容；CVAR 为压变电容；fm 为 以 Hz 为单位的相位噪声频偏；fo 为振荡频率；gm 为双极晶体管跨导；in 为集电结散粒 噪声；IQ 为振荡晶体管偏流；QL为电感 Q；QT等于谐振电路 Q；QV等效压变电容 Q；REQ为 谐振电路等效并联电阻；RS为压

14、变电容串联电阻；VO为谐振电压均方根值。 较宽的调谐范围可通过两个容易理解的途径增大振荡器的相位噪声：降低谐振电路 Q 值和调谐线噪声的影响。要获得更宽的调谐范围，压变电容必须通过一个更大的电容耦 合到谐振电路。这会降低 CV（等效可变电容）的 Q 值，如方程（2）所示。CV 的 Q 值降 低同时使谐振电路净 Q 值也降低，因而导致相位噪声增加，如方程（6）所示。致使相位 噪声增加的第二个因素是调谐输入端的热噪声，它会产生频率调制的边带噪声。该项噪 声随着调谐范围而增加，并有可能超过振荡器的固有相位噪声。由热噪声引起的相位噪 声可由下式计算： PN=201og2*KV*Vn/(2*fm) （7

15、） Kv=VCO 增益(Hz/V),Vn=噪声密度(V/(Hz) 显然，两种情况的相位噪声都随着调谐范围的增加而增大。因此要使免调节 VCO 保 持较低的相位噪声，至关重要的是设定一个恰当的调谐范围，保证带宽要求并能容纳各 种可预见的误差源。如上所述并根据题目要求设计电路如下： （图 8）：VCO 主振荡器 V3 为振荡管，接成共基组态，以达到良好的频率响应。C1 为基极耦合电容。V3 的 静态工作点由 R2、R3、R4 所决定。 V1，V2 为驱动控制继电器所用，即改变参数控制 所用。 C2、C3 为反馈电容。回路的谐振频率由 CD、C1、C10、L1、C11、决定。PD0 控制 CD 的电

16、压从而改变 f。当 PD0 在 0V12V 变化时 f 可在 10MHZ40MHZ 之间变化。 该振荡电路起振频率极宽。经论证当采用高频管时，改变谐振环路，振荡频率可达几 GHZ，在本电路中只要是 ft200MHz，电压放大倍数大于 80 的低压管都可使用。用 3DG130C、2N3904、3DG6 等代换都可。该振荡级电源采用稳压块供电，确保主频和调 制的稳定性。V1 的集电极电流大约在 6mA。 V4 为缓冲级。R5、R6 为 V4 的偏置电阻，C7 为高频通路电容，它能增加 V4 的高频 增益。C13、L3 为本级的谐振回路，谐振回路的电感参数我们也设计成可变的，以在不 同的频段产生不同

17、的谐振点。本方案设计了两个频段分别为 10MHz24MHz 谐振点 17MHz。24MHz40MHz ，谐振点为 32MHz。如图所示 A、B，C、D 分别为电容， 电感可变参数连接点。 （2）V1 的静态工作点的确定 小功率振荡器的静态工作电流 ICQ一般为 14mA。ICQ偏大，能使振荡幅度增加，但 波形失真加重，频率稳定性变差。我们选取 ICQ=2mA 本设计选取偏置电阻 R4=15K、R5=33K、R6=470，所以可得静态工作点为： UBQ=3.4V UEQ=0.47V ICQ=2mA （2）变容二极管参数及选取 变容二极管是本设计的核心元件，我们正是利 用二极管的压容特型来实现压频

18、调节的。二极管 的特性参数如下所示： 变容二极管特性曲线 变容二极管的特性曲线如图(9)所示。 变容二极管的性能参数及 Q 点处的频率可以 通过特性曲线估测。 其结电容与外加电压关系为： 图（9）变容二极管的特性曲线 式中： Cj _变容二极管的结电容； Cj0 _变容二极管零偏压时的结电容； UD _变容二极管 PN 结内建电位差（硅管 UD=0.7v,锗管 UD=0.3v） ； _电容变化指数，由变容二极管型号决定； u _变容二极管两面端电压 变容二极管是主振器的核心元件，通过计算。我们选取了 1SV55 型号的变容二极管。 u u c c d j j 1 0 2.32.3 PLLPLL

19、 的设计的设计 频率稳定度是指在一定时间间隔内，频率源的频率准确度的变化，所以实际上是频率 不稳定度，他表征频率源维持其工作于恒定频率上的工作能力。各种频率源的频率值由 于受内外因素的影响，总是在不断地变化着。为了提高频率的稳定度我们设计了 PLL 以 提高电路性能。 PLL 与系统构架框图如下： Vco 10MHz40MHz 4046 显示驱动显示 隔离放大 4059 倍频 四分频 MCU控制 功率放大器 4060 10K 10K 100K基准 FVCO PDO 图（10）：PLL 与系统构架框图 图示虚线框为锁相环路。它与主振荡器的接口有两个。一是 FVCO，该信号的频率就 是压控振荡器（

20、VCO）的频率，另一是误差纠正电压 PDO。FVCO 信号经过 74HCT74 四 分频后，再经过 CD4059N 分频，输出 10KHz 的信号作为鉴相器 CD4046 的一路输入信号。 CD4046 对两路输入信号进行比较，当两者频率不相同时，CD4046 会输出一个误差电压 纠正 VCO 的频率，直到它的两路输入信号频率相等时，PDO 呈高阻态。此时环路称为锁 定状态，锁相环路实际上是频率反馈电路。(f/4N=ft/10，f=N*ft/2.5 ft 为给 4046 提供基 准比较频率)。输出频率经倍频 fo=2*N*ft/2.5 后给功率放大器。由此可见，输出频率的稳 定度与 ft 相当

21、，当 ft 为 100KHz 时，由于 N 为自然数,所以输出的步进频率为 0.1MHz， 当 N 的范围在 250 到 1000 变化时，则输出频率可在 10MHz 到 40MHz 之间变化。在 10MHz24MHz 之间谐振点为 17MHz，在 24MHz40MHz 之间谐振点为 32MHz。四块 4511 为 7 段数码管的 BCD 译码驱动器，当环路锁定时数码管所显示的数字即为压控振荡 器的输出频率，他最后和单片机的采集频率进行比较来得出输出频率是否稳定很准确。 此模块主要是控制 CD4059 的分频系数 N。通过锁相环 CD4046 处理输出电压来达到控制 输出频率 FVCO 目的。

22、此模块实现方便，电路简洁。本部分还可实现输出频率步进的粗 调上升、粗调下降和细调上升、细调下降的步进方式，为频率值的准确调节带来方便。 图（11）是锁相环电路与频率设置和显示电路。FVCO 经 V2 放大整形后经 C7 进入 分频器 74HC74，触发器 74HC74 的工作频率较高。标称最高可工作在 60MHz，把它接成 分频器的模式也很简单，在本电路中工作在 40MHz 已绰绰有余。CD4060 时钟发生器， CD4046 鉴相器，CD4059N 分频器，构成整个锁相环路系统，CD4059 为 N 分频器，它有 多种工作模式可供选择。在电路中他工作在模式 10，BCD 计数的模式。下面举个

23、例子： 要在锁定时发射频率是 15MHz。根据上面所讲，CD4059 的分频器系数 N 应该为 375。在 *1000 位置 0，即 D4、C4、B4、A4 都断开；在*100 位，C3、D3 断开，B3、A3 接 +5V；在*10 位，D2 断开，C2、B2、A2 接+5V；在*1 位，D1、B1 断开，C1、A1 接 +5V。此频率设置过程均由单片机控制，当环路锁定时 LED 点亮指示，锁定时间不超过 2 秒。 图（11）：锁相环电路 CIN 11 COUT 9 COUT 10 RST 12 Q4 7 Q5 5 Q6 4 Q7 6 Q8 14 Q9 13 Q10 15 Q12 1 Q13

24、2 Q14 3 U5 4060 AIN 14 BIN 3 VCIN 9 INH 5 CA 6 CB 7 R1 11 R2 12 PCP 1 PC1 2 PC2 13 VCOUT 4 SF 10 ZEN 15 U6 4046 J8 19 J9 18 J7 20 J10 17 J6 21 J11 16 J5 22 J12 15 J4 6 J13 10 J3 5 J14 9 J2 4 J15 8 J1 3 J16 7 Ka 14 EL 2 Kb 13 Kc 11 CP 1 O 23 U7 4059 Y2 CRYSTAL R3 R4 C3 C4 VCC C5 C6 R5 PDO P1 VCC CLK

25、3 D 2 SD 4 CD 1 Q 5 Q 6 U8A 74HC74 CLK 11 D 12 SD 10 CD 13 Q 9 Q 8 U8B 74HC74 VCC VCC R6 R7 C7 C8 V2 VCC FVCO R8 R9 D1 LED C9 V1 VCC P0 LED1 LED2 LED3 LED4 2.42.4 高频功率放大器的设计高频功率放大器的设计 我们利用选频网络作为负载回路的功率放大器。此种放大器电流导通角愈小，放大 的效率愈高。甲类功率放大器适合作为中间级或输出功率较小的末级功率放大器。丙类 功率放大器通常作为末级功放以获得较大的输出功率和较高的效率。本设计把这两种放 大

26、器相结合，以提高本设计的性能和精度。 2.4.12.4.1 丙类功率放大器丙类功率放大器 丙类功率放大器的基极偏置电压是利用发射极电流的直流分量在射极电阻上产生的压 降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号为正弦波时，则集电极的输出 电流为余弦脉冲波。利用谐振回路的选频作用可输出基波谐振电压、电流。如图（12） 所示了丙类功率放大器的基极与集电极间的电流电压波形关系。分析可得下列基本关系 式子： UC1M=IC1MR0 UC1M为集电极输出的谐振电压即基波电压振幅； IC1M为集电极基波电流的振幅； R0为集电极谐振回路的电阻 PC为集电极输出功率。 PDUCCIC0 PD为 UCC

27、供给的直流功率； IC0 集电极电流脉冲 ic的分量丙类功率放大器的基极与集电 极间的电流电压波形关系如图（12）所示。 图 （12）：电流电压波形图 R U RIIU p mc mcmcmc c 0 2 1 0 2 111 2 1 2 1 2 1 P UU R cescc 0 2 0 2 ic o A B o ic ucc A B C C A C Ucc o 谐振功放的负载性 2.4.22.4.2 甲类功率放大器甲类功率放大器 甲类功率放大器的输出负载由丙类功放的输入阻抗决定，两级间通过变压器进行耦合， 因此甲类功放的交流输出功率 P0可表示为： 为输出负载上的实际功率； PH 为变压器的传

28、输效率。 B 2.4.32.4.3 功率增益功率增益 与电压放大器不同的是，功率放大器应有一定的功率增益，对于图（14） 所示电路， 甲类功率放大器不仅要为下一级丙类功放提供一定的激励功率，而且还要将前级输入的 信号，进行功率放大，功率增益 AP的表达式为： 其中 PI为放大器的输入功率。 2.4.42.4.4 负载特性负载特性 因为当功率放大器的电源电压，基极偏置电压，输入电压（或称激励电压）确定后， 如果电流导通角选定，则放大器的工作状态只取决于集电极回路的等效负载电阻。谐振 功率放大器的交流负载特性如图（13）所示。 由图（13）可见，当交流负载线正好穿过静态特性曲线 的转折点时，管子的

29、集电极电压正好等于管子的饱和 压降，集电极电流脉冲接近最大值，此时集电极输出 的功率和效率都比较高，此时放大器处于临界工作状 态。所对应的值称为最佳负载电阻值，用 R0表示： B HP P 0 PPAIP0 P UU R cescc 0 2 0 2 图（13）：谐振功放负载特性 当放大器处于欠压工作状态，如 C 点所示集电极输出电流虽然比较大，但集电极电压 比较小，因此输出功率和效率都比较小。此时，放大器处于过压工作状态。集电极电压 虽然比较大，但集电极电流波形凹陷，因此输出功率比较低，但效率比较高。为了兼顾 输出功率和效率的要求，谐振功率放大器通常选择在临界工作状态。 2.4.52.4.5

30、功放参数计算功放参数计算 本设计选择晶体管 3DG12 和 3DA1。3DG12 的主要参数为 PCM700Mw ，ICM=300MA，UCES0.6V，hfe30，ft150MHZ，AP6dB。晶体管 3DA1 的主要参数 为 PCM=1W ，ICM750MA，UCES1.5，hfe10,ft=70MHZ,AP13dB 丙类丙类放大器工作状态 为获得较高的效率 及最大输出功率 P0，放大器的工作状态选为临界状态，取 =70 度，由下式得谐振回路的最佳负载电阻 R0 为 1.8K 可得集电极基波电流振幅 Ic1m为 由式 IC1M5.8mA IC0IC1M0（70 度）3.5 mA ICM=

31、IC1M0（70 度）=14 mA 得集电极电流脉冲的最大值 Icm 及其直流分量 Ico，即 电源供给的直流功率 PDUCC*ICO42mW 集电极的耗散功率 PcPDP012 mW 放大器的转换效率 P0/PD71% 计算谐振回路及偶合回路的参数 丙类功放的输入输出偶合回路均为高频变压器偶合方式，其输入阻抗Zi可由式 Zi= 86 由式 N3/N1= RL/R0得输出变压器线圈匝数比为 0.67 取 N3=2，N1=3 集电极并联谐振回路的电容 C=100pF，由式 L=2.53*10000（f0MHZ）CPF H 得回路电感为 10H。 注：变压器的匝数注：变压器的匝数N1，N2，N3的

32、计算只能作为参考值，因为高频电路在工作时受分布参数影响，的计算只能作为参考值，因为高频电路在工作时受分布参数影响， 与设计值有一定的差异。为了调整方便，采用磁芯位置可调节的变压器。与设计值有一定的差异。为了调整方便，采用磁芯位置可调节的变压器。 甲类功率放大器性能参数甲类功率放大器性能参数 由丙类功率放大器的计算结果可得甲类功放的输出功率 PH应等于丙类功放的输入 功率 Pi，输出负载 RH应等于丙类功放的输入阻抗Zi。 设计变压器效率 为 0.8。 集电极输出功率 PCPH31mW 取放大器的静态工作电流 ICQICM7mA,由下式计算出最侍谐振电阻 RH为 1.3K 由式 UCMUCCIC

33、Q*RE1UCES得 RE1357 由式 N1/N2BRHRH=3 取 N22，则 N16 。 本级功放采用 3DG12 晶体管。 设计原理图如下设计原理图如下 前级为甲类功放，后级为丙类功放 R U RIIU p mc mcmcmc c 0 2 1 0 2 111 2 1 2 1 2 1 2.52.5 单片机系统的设计单片机系统的设计 2.5.12.5.1 硬件系统的设计硬件系统的设计 单片机所要完成的任务就是频率、电压值的测量和显示。频率的步进和主振器参数 的档位控制。 单片机硬件框图如图（15）： 电压控制首先要有 A/D 转换，把模拟量转换成数字量以便于单片机处理。ADC 采用 AD5

34、74 进行电压采样，AD574 是 12 位 A/D 转换芯片其特点为：有内部参考电压和时钟 电路；全 8 位和 16 位微处理器接口；250ns 总线取数时间，能满足一般微处理器的时序 要求；高转换速率，用 12 位时 25s 用 8 位时 16s；在55 摄氏度到125 摄氏度满足 线性要求。在恶劣环境下亦能稳定工作。能满足本设计要求。但在本系统中有高频噪声 影响，使输出代码不稳定。考虑到这一点，我们采取了加保持器电路以抗干扰。结果表 1 12 2V V R5 20 R6 21 R2 3K R4 360 R1 10K R3 5 L20 470uH L10 47uH T1 V1 V2 C11

35、 C10 C21 CE2 CE1 C20 0.01uF C8 T2 图（14）高频功率放大器 明效果十分显著。 显示部分用 7 段显示译码器进行显示，频率部分用四位显示，电压部分用两位显示， 可以达到题目要求的显示精度。 分频模块的硬件可参照锁相环模块的电路原理图，即图（11） 。 电压显示 89S52 AD574 频率显示 采 样 保 持 控制4059分 频系数 分频 电压输入频率输入 图（15）单片机硬件框图 2.5.22.5.2 单片机软件系统的设计单片机软件系统的设计 本设计软件分为电压测量显示，频率测量显示，步进控制三部分。 频率的测量主要是以计数的方法来实现。VCO 输出经分频后送

36、单片机 T1 计数器进行 计数。为了减小计数误差，在软件处理方面采取了最优化的误差处理，使频率测量达到 了很高的精度。本部分软件设计外接硬件少，外部干扰很少，符合本系统的整体要求。 软件流程图如图（16）所示： 图（16）：软件流程图 三、参数测三、参数测试试 3.13.1 测试参数说明测试参数说明 3.1.13.1.1 主振频率主振频率 LC 振荡器的输出频率称为主振频率或载波频率。用数字频率计测量回路的谐振频率， 高频电压表测量谐振电压，示波器监测振荡波形。测试点如图中各点所示，即 C 点测电 压，E 点测波形。A 点测频率。由于数字频率计的输入阻抗较低，所以要接入电容，一般 取等于几十皮

37、法。 3.1.23.1.2 频率稳定度频率稳定度 主振频率或载波频率的相对稳定性用频率稳定度表示。虽然调频信号的瞬时频率随 电压测试显示流程图 初始化 启动A/D转换 转换是否结 取12位A/D转换值 数据处理 延时显示 返回 N 初始化 定时、计数器开中断 ms中断等待调 显示 读计数脉冲 秒闸门定时 秒到否 关闸门 停止计数 数据处理 显示 等待返回 频率测量流程图 N Y 调制信号改变，但这种变化是以稳定的载频为基准的。若载频不稳，有可能使调频信号 的频谱落到接受机通带之外。因此对于调频电路，不仅要满足一定频偏要求，而且振荡 频率必须保持足够高的频率稳定度。图示的克拉泼电路，其可达到，测

38、量频率稳定度的 方法是，在一定的时间范围（如 1 小时）内或温度范围内每隔几分钟读一个频率值，然 后取范围内的最大值与最小值，则频率稳定度为 0.0001 3.1.33.1.3 调制灵敏度调制灵敏度 单位调制电压所引起的频偏称为调制灵敏度，以 SF表示，单位为 kHz/v，即 式中的频率变化量，由于变容二极管部分接入谐振回路，则引起回路总电压的变化 量为频偏较小时，与的关系可采用下面近似公式，即调制灵敏度可以由变容二极管特性 曲线上处的斜率及式计算。越大，调制信号的控制作用越强，产生的频偏越大。 3.1.43.1.4 输出功率输出功率 高频功率放大器的输出功率是指放大器的负载 RL上得到最大不

39、失真功率。对于本设 计由于负载 RL与丙类功率放大器的谐振回路之间采用变压器耦合方式，实现了阻抗匹配， 则集电极回路的谐振阻抗 R0 上的功率等于负载 RL上的功率，所以将集电极的输出功率 视为高频功率放大器的输出功率。 测试：高频信号发生器提供激励信号电压与谐振频率，示波器监视波形失真，直流 毫安表测试集电极直流电压，高平电压表测量负载 RL的端的电压。只有在集电极回路处 于谐振状态时才能进行各项技术指标的测量。 3.1.53.1.5 效率效率 高频功率放大器的总效率由晶体管集电极的效率和输出网络的传输效率决定。而输 出网络的传输效率通常是由于电感、电容在高频工作时产生一定损耗引起的。放大器的 能量转换效率主要由集电极的效率所决定。所以常将集电极的效率视为高频功率放大器 U S m f f 的效率，用 表示。 3.23.2 测量仪器测量仪器 示波器 TDS3012B 频率计 DF3370 万用表 MS-345 3.33.3 测试参数表测试参数表 类型类