无刷直流电机反电动势过零检测及其相位补偿_W

1、 412009 No13重 型 机 械无刷直流电机反电动势过零检测及其相位补偿 童 军 (西安科技大学电气与控制工程学院 , 陕西 西安 710054)摘 要 : 针对进行无位置传感器无刷直流电机反电动势换相点的检测时“延迟 30换相原理 ”中相位移角的允许取值范围窄、不利于实际工程应用的问题 , 采用一种“延迟 90- 换相原理 ”, 该换 相方法不但算法简单、灵活 , 且相位移角的允许取值范围宽 , 对由位置检测电路造成的相位滞后能够进行实时修正。实验结果验证了提出方法和理论分析的正确性和可行性。 关键词 : 无刷直流电机; 反电动势; 过零检测; 相位补偿 中图分类号 : TN86文献标

2、识码 : A文 章 编号 : 1001 - 196X ( 2009) 03 - 0038 - 04Zero2crossing detection and pha se com pen sa tion of BEM F in the sen sorless con trol of BLDCMTONG Jun( Schoo l of Electric and Control Engineering, Xian University of Science and Technology, Xian 710054, China)Abstract: A im ing at the p roblem tha

3、t the narrow perm ission value of the phase shifting in“Lagging 30- commutation”is not p rop itious to actual engineering app lication when detecting the zero2cro ssing of Back Elec2 tromotive Force (BEM F) in Senso rless B rushless DC Mo to r (BLDCM ) , Lagging 90- comm utation methodis p ropo sed.

4、 The algorithm of this method is simp le, flexible and has a wide select range to the phase shifting , and can make the real2tim e correction to the lagging of phase which caused by the detection circuit. The ex2 perim ented results indicate the feasibility of the p rincip le of the method.Key words

5、: BLDCM; BEM F; zero2crossing detection; phase compensation 1 引言直流电动机因其线性的机械特性、调速范围宽、启动转矩大、控制电路简单等优点 , 长期以来广泛地应用于各种驱动装置和伺服系统中。但是直流电机的机械电刷和换向器因强迫性接触造成其结构复杂、可靠性差、变化的接触电阻、火花、噪音等一系列问题 , 影响了直流电机的调速精度和性能 , 成为阻碍它发展的障碍。 随着电子技术和高性能磁性材料制造技术的发展 , 出现了无刷直流电机。无刷直流电机利用 收稿日期 : 2009 - 03 - 10; 修订日期 : 2009 - 04 - 05作

6、者简介 : 童军 ( 1962 - ) , 男, 西安科技大学副教授。 电子换向器取代了机械电刷和机械换向器 , 使它不仅保留了直流电机的优点 , 而且又具有交流电机结构简单、运行可靠、维护方便等优点 , 在冶金行业得到广泛应用。但为了检测转子位置 , 需要增加位置传感器 , 这无疑增加了电机的体积和成本 , 故提出了很多无位置传感器无刷直流电机位置检测的方法 , 如反电动势过零点检测方法、反电动势 3次谐波检测方法、续流二极管导通检测方法、反电动势积分方法、状态观测方法等 1,2 。因反电动势的梯形波形严格地反映无刷直流电机转子磁极的位置 , 与其它几种方法相比 , 反电动势控制算法简单 ,

7、 可用软件、硬件或软硬件结合的方法实现 , 可靠性高 , 是现在最常用的一种控制方法。 在分析反电动势过零点检测法时 , 由于滤波环节产生了相移 , 使得位置检测不精确。为了得到精确的换相点 , 采用 90- 换相的相位补偿原理 , 并通过实例进行了验证。 2 无刷直流电机反电动势过零检测法永磁无刷直流电机的控制方法有三相半控型和三相全桥控制型。三相半控型虽然简单 , 但电机的利用率很低 , 每个绕组只通电 1 /3 时间 , 另外 2 /3时间处于断开状态 , 没有得到充分利用 , 而且在运行过程中其转矩波动较大 , 从 Tm /2 到Tm。为此 , 常用三相全桥控制。在一个电角度 周期中

8、, 采用二二通电、三相六状态的 PWM调制方式 , 即在任意一个时间段中 , 电机三相中只有两相导通 , 每相导通时间间隔为 120电角度。反电动势过零点的检测法是通过检测不导通相的端电压 , 与电机的绕组中点电压进行比较 , 以得到反电动势的过零点。但对于小电枢电感的无刷直流电机 , 在许多情况下绕组的中性点难以获取 , 常用虚拟中点电压法 1, 5 。图 1 为反电动势波形和 BLDCM 等效电路及主电路原理图。其中 L 是相电感 , R 是相电阻 , e是反电动势 , Un 是电机定子绕组中性点对地电压 , Ua 、Ub 、Uc 是每相输出端对地电压。由图 1 的 BLDCM 等效电路模

9、型 2, 4 可得式 ( 1)图 1 反电动势波形和 BLDCM 等效电路及主电路原理图 ( a) 反电动势波形图 ( b) BLDCM等效电路及主电路原理图 d iaR ia + L00Uad teaUnUb=0R ib+ L d ibd t0+ eb+ Un( 1)Uc d ic00R ic + L dtecUn假设 A 相和 B 相导通 , 则有 A 相和 B 相电流大小相等 , 方向相反 , C 相电流为零 , 则根据 相应地 , A 相和 B 相反电动势过零点检测方程为 无刷电机的等效电压数学模型式 ( 1)有e = U - 1 (U + U + U)( 5)U = e + U( 2

10、)aa3abcccn相加得中性点电压为e = U- 1 (U+U +U)( 6)cb3abcUn = 1 (U a + U b +U c)( 3) 3将式 ( 2)代入式 ( 3 ) , 得反电动势过零点检测方程为 根据上述方程 , 将不导通相的端电压与所计算的虚拟中点电压进行比较 , 得到反电动势的过零点。 e = U- 1 (U+U +U检测到反电动势过零点后 , 再延迟 30电角 )(4)cc3abc度 , 即为换向点。这种方法简单、灵活。由于系 统采用 PWM 方式 , 所以检测到的端电压信号中将包含大量的斩波成分 , 斩波信号的存在会严重干扰反电动势波形 , 使得过零点不明确 , 因

11、此在反电动势位置检测电路中一般都会增加滤波电路 (图 2) 。然而 , 滤波器的引入必然会产生相移 , 因此在实际应用中必须对换相时刻进行适当的相 120导通区间内 , 本相电枢反电动势大小为 e = K 式中 , K为电机常数。 ex = K | (/30) - 1 | ( 8)ex 为反电动势修正偏移量 , x = a, b, c,故有 位补偿。 ex =K (/30) - 1 上半桥 - K (/30) - 1 下 半 桥 ( 9)3 相位补偿相应地式 ( 2)修正为 为了得到准确的换相点 , 一般在反电动势检测电路中增加一阶低通滤波器 , 如图 2所示。 eaUaeb = UbecUc

12、- 1 3111111111Ua 1Ub+ 3Ucea eb ec( 10)图 2 反电动势检测电路 由图 2很容易算出检测电路产生的相位移。以 A 相为例 , 有 Uao /Ua = R2 / ( R1 + R2 + j2fR1 R2 C1 ) = arctan 2R1 R2 C1 fR1 + R2( 7)式中 , Ua 为 A 相端电压; Uao 为滤波后输出电压; f为反电动势频率; R 和 R 数量级相同 , k; C 取121值较大 , F。 该电路的相移与以上元件的选取有关 , 同时还与输入信号的频率有关 , 所以在调速过程中必须动态地进行相位补偿。 (1) ) 当 0 30时。如

13、图 3a 所示 , 此时反电动势过零点从 m 点移到 m 点 , 检测到反电动势过零后 , 相位延迟角应调整为 = 30- , 即再延迟 角进行换相。 (2) ) 3060时。如图 3b所示 , 此时检测电路中的反电动势过零点 m 已经移相到换相点 n 点或其右侧 , 这样就不能再检测 m 点来换相。为保证准确换相 , 必须直接检测出换向点图 3 反电动势相位延迟原理图 ( a) 0 30反电势相位延迟原理图 (b) 3060反电势相位延迟原理图 4 基于所提出方法的实用控制方案 在实际应用中 , 当调速范围很宽时 , 相位延迟n点。从图中分析可知 , 能够检测 n 点的区域为 , 在此区间内

14、 , 对原来的算法进行修正 , 如图 3b所示 , 让 eb 等于零时为换向点 n。下面推导校正后的算法 3, 4 。 假设直流无刷电机的运行角频率为, 则在 角一般都超过 30, 此时延迟 30- 进行换相的原理已经不能满足设计要求了。在此提出了90- 的换相原理 4, 5 。延迟 90- 换相原理 示意图如图 4。在检测到 C 相反电动势过零点 m 后 , 不是延迟 30- 电角度得到 V6 与 V2 之间 的切换点 , 而是延迟 90- 电角度得到 V1 与 V3之间的切换点。依次类推 , 相应的功率开关切换顺序如表 1所示。 图 4 延迟 90- 换相原理示意图 功率开关切换顺序表 1

15、过零点 延时角度换相点 切换开关 m 190- n1V1 V3m 290- n2V2 V4m 390- n3V3 V5m 490- n4V4 V6m 590- n5V5 V1m 690- n6V6 V2由上面讨论可知 , 检测信号零点与实际反电动势过零点之间存在相位移 , 采用这种换相原理后 , 角的允许取值范围为 90, 比延迟 30换相时的允许取值范围宽得多 , 能实现整个调速范围内的准确换相 , 避免了由于不同值时计算相位修正的复杂性。 5 应用实例和实验结果 本文实验电机的参数如下: 额定电压 24 V, 额定电流 115 A , 额定功率 30 W , p = 4。低通滤波电路如图

16、2 所示 , 其中 , R1 = 10 k , R2 = 1124 k , C1 = 0133F, 所得的补偿前后电流波形如图 5所示。 在图 5中 , 转速为 800 r/m in, 根据式 ( 8)计算得相位移角 = 619, 比较图 5 中的 2 个波形可知 , 补偿前后电流波形的对称性有了一定的改善 , 但由于相位移角度很小 , 修正效果不是很明显。当电机转速上升后 , 滤波电路导致的相位移角度变大。当转速为 1 200 r /m in时 , 相位移角度 = 10136修正前后的相电流波形如图 6 所示。从图 6可以看出 , 修正前电流波动大 , 电机转矩脉动增大 , 系统稳定性不好

17、, 很有可能造成电机失步或者堵转 , 使系统不能正常运行。修正后 , 电流波动明显减小 , 增加了系统的稳定性 , 使系统的可靠性能得到提高。 图 6 修正前后的相电流波形 ( n = 1 200 r/m in)( a) 修正后的相电流波形 ( b) 修正前的相电流波形 6 结论 研究表明 , 上述提出的相位补偿方法很好地实现了无位置传感器无刷直流电机转子的位置检测 , 尤其是对低通滤波器所造成的相位滞后能够进行合适的补偿 , 提高了系统的稳定性 , 并且硬件电路简单 , 降低了制造成本。 参考文献 : 1 , 王志强 , 房建成. 永磁无刷直流电机控制 技术与应用 M . 北 械工业 , 2008, 25 - 27. 2 C. Gencer, M. Gedikp inar. Modeling and Simulation of BLDCM U sing MATLAB / SIM 2UL INK J . Journal of App lied Sciences, 2006, 6 (3) : 688 - 691. 3 张相军. 无刷直流电机无位置传感器控制技术的研究 D . 上海: 上