第四章MOSFET及其放大电路.ppt

1、LBM,1,第4章 MOSFET及其放大电路,LBM,2,第4章 场效应管及其放大电路,一、FET原理,二、FET的特性曲线 （ N-MOSFET ）,1. 了解FET分类、电路符号。,2. 理解N-MOSFET工作原理；沟道状态与工作分区。,放大区vGS和vDS对iD的影响。,理解iD vGS转移特性曲线、iD vDS输出特性曲线及 其参变量 vGS；,2. 掌握iD vGS之间的平方律公式；,三、FET的偏置电路,1. 电路结构；,2. 静态工作点的联立求解方法。,LBM,3,四、FET的小信号模型,4. 掌握低频小信号模型。,五、FET的CS和CD组态放大器,熟练掌握放大器电路的指标计算

2、及特点。,1. 理解 gm的含义及计算式；,2. 理解rds含义；,3. 完整小信号模型；,LBM,4,重点、难点知识点,1、基本结构及其导电机理,2、伏安特性及其两种表达方式,3、基本放大电路的静态与动态参数,4、基本放大电路技术指标定义与分析,LBM,5,4.1 结型场效应管,4.1.1. 结型场效应管的结构（以N沟为例）：,两个PN结夹着一个N型沟道。 三个电极： G：栅极 D：漏极 S：源极,符号：,第4章 MOSFET放大电路,P区浓度高,LBM,6,4.1.2 结型场效应管的工作原理,（1）栅源电压对沟道的控制作用,在栅源间加负电压VGS ，令VDS =0 当VGS=0时，为平衡P

3、N结，导电沟道最宽。,当VGS时，PN结反偏，形成耗尽层，导电沟道变窄，沟道电阻增大。,当VGS到一定值时 ，沟道会完全合拢。,定义： 夹断电压Vp使导电沟道完全合拢（消失）所需要的栅源电压VGS。,LBM,7,（2）漏源电压对沟道的控制作用,在漏源间加电压VDS ，令VGS =0 由于VGS =0，所以导电沟道最宽。 当VDS=0时， ID=0。,VDSID 靠近漏极处的耗尽层加宽，沟道变窄，呈楔形分布。,当VDS ，使VGD=VG S- VDS=VP时，在靠漏极处夹断预夹断。,预夹断前， VDSID 。 预夹断后， VDSID 几乎不变。,VDS再，预夹断点下移。,（3）栅源电压VGS和漏

4、源电压VDS共同作用,可用输入输出两组特性曲线来描绘。,ID=f（ VGS 、VDS）,LBM,8,（1）输出特性曲线： iD=f（ VDS ）VGS=常数,4.1.3 结型场效应三极管的特性曲线,四个区： 可变电阻区：预夹断前。 电流饱和区（恒流区）： 预夹断后。 特点： ID / VGS 常数= gm 即： ID = gm VGS（放大原理） 击穿区。 夹断区（截止区）。VGSVP,LBM,9,(a) 漏极输出特性曲线 (b) 转移特性曲,（2）转移特性曲线： ID=f（ VGS ）VDS=常数,(当 时),LBM,10,LBM,11,4.2 MOS型场效应管,4.2.1 N沟道增强型MO

5、S管,1、结构与符号,P沟道增强型,N沟道增强型,LBM,12,2、工作原理,（1）、vGS对iD及沟道的控制作用,增强型MOS管的漏极d和源极s之间有两个背靠背的PN结。当vGS=0时，不论vDS的极性如何，总有一个PN结处于反偏状态，这时漏极电流iD0。,LBM,13,vGS0,当vGS数值较小，吸引电子的能力不强时，漏源极之间生成耗尽区（带负电的受主离子），仍无自由电子，无导电沟道出现。,vGS再增加时，吸引到P衬底表面层的电子就增多，当vGS达到某一数值时，这些电子在栅极附近的P衬底表面便形成一个N型自由电子薄层，将自由电子层称为N型沟道，因导电类型与P衬底相反，故又称为反型层。,把开

6、始形成沟道时的栅源极电压称为门限电压，用VTN表示。,LBM,14,（2）vDS对 iD 的影响,当vGSVTN且为一确定值时，正向电压VDS对导电沟道及电流 iD的影响与结型场效应管相似（进入夹断才能恒流）。,当vDS较小（vDS vGS -VTN）时,iD随vDS近似呈线性变化，,沟道没有夹断，FET没有进入压控恒流状态。,LBM,15,当vDS增加到vDS=VTN时,沟道在漏极一端出现预夹断,继续增大vDS，vGD VTN ，夹断点将向源极方向移动,iD不随vDS增大而增加，ID仅由vGS决定。,(或vDS=vGS-VTN)时,LBM,16,（3）N沟道增强型MOS管的特性方程,特性曲线

7、和电流方程,LBM,17,LBM,18,4.2.2 N沟道增强型MOSFET管伏安关系式,电阻区：,放大区：,为N沟道元件的传导参数，单位是A/V2。,令,则,是氧化物单位面积的电容，可表示为,是氧化物的厚度，,是氧化物的介电常数，,对硅而言，,是反型层中电子的迁移率。,(vGSVTN) IDO是 vGS=2VTN 时的漏极电流 iD。,LBM,19,例4.1目的：计算N沟道增强型MOSFET的电流,已知 VTN0.75V，W4m，L= 4m，n=650cm2/(V.s)，tox=450，ox=3.510-13F/cm。VGS=2VTN，场效应管处于放大状态。试计算电流 iD。,解：,0.24

8、9mA/v2,当,时,注：可以通过增大电导参数 Kn来增大晶体管的电流,容量。当制造工艺一定时，可通过调节场效应管的,沟道宽度W来改变Kn 。,LBM,20,4.3 直流和交流参数和小信号等效模型,LBM,21,LBM,22,LBM,23,LBM,24,LBM,25,LBM,26,LBM,27,LBM,28,LBM,29,LBM,30,LBM,31,LBM,32,例 4-1 FET、BJT的组态及其电路结构和分析 方法类似。但是，对稳态工作点电流 ID的求 解方式不同（仅能用转移特性方程式和栅源 间电压方程式联立求解方程的方法求解 ID。） 已知：,LBM,33,4.3 MOSFET的偏置电路

9、,分离MOSFET放大电路的直流偏置 集成MOSFET放大电路的直流偏置,LBM,34,4.3.1 分离MOSFET电路的直流偏置,直流通路,无自给偏压式CS放大电路,LBM,35,放大区：,电阻区：,MOSFET的栅极直流电流 IGS = 0,LBM,36,例4.2目的：计算N沟道增强型MOSFET共源极 电路的漏极电流和漏源电压。,电路如4.8所示。设R1=30k，R2=20k ， RD=20k ，VDD=5V，VTN=1V，Kn=0.1mA/V2。 求ID和VDS。,，,LBM,37,解：,=,假设场效应管处于放大状态，则：,因为,所以假设成立，即场效应管确实处于放大状态，上述分析是正确

10、的。,说明：如果不满足,漏极电流的计算要采用公式：,，则场效应管处于电阻区，,LBM,38,例4.3目的：计算N沟道增强型MOSFET的栅源电压、漏源电流和漏源电压。电路如图4.9所示。场效应管的参数为VTN=1V，Kn=0.5 mA/V2。求VGS、ID和VDS。,RS的作用稳定静态工作点,LBM,39,假设场效应管处于放大区，则：,即假设成立，场效应管处于放大区。 另两种假设（电阻区或截止区）导致无解。,解：,由上两式可得：VGS=2.65V 或 VGS= -2.65V(舍去） ID=1.35mA,LBM,40,分析指南 MOSFET电路的直流分析,求VGS，VGSVTN?,假设工作在放大

11、区 ID=Kn(VGS-VTN)2,假设工作在电阻区 ID=Kn2(VGS-VTN)VDS-VDS2,工作在截止区,VDSVDS(sat)=VGS-VTN?,成功,失败,VDSVDS(sat)=VGS-VTN?,成功,失败,是,否,是,是,否,否,LBM,41,直流电路如图4.10所示。设MOSFET的参数为 VTN=2V，Kn=0.16mA/V2。试确定R1和R2使流过它们的电流为0.1ID。要求ID=0.5mA，采用标准电阻。,例4.4目的：设计MOSFET电路的直流偏置，满足漏极电流的特定要求。,LBM,42,解：假设场效应管工作于放大区，则有,取 R1=100k，R2=100k 。,L

12、BM,43,验证场效应管是否处于放大区,确实处于放大区，假设正确。,LBM,44,4.3.2 集成MOSFET电路的直流偏置,例4.5目的：设计一个由恒流源提供偏置的MOSFET电路。,电路如图4.11(a)所示。场效应管的参数为,设计电路参数使,LBM,45,解：假设场效应管处于放大区，则有,确实工作在放大区。,验证是否工作在放大区：,LBM,46,将N沟道增强型MOSFET像图4.12所示那样连接的电路应用较为广泛。图中，,永远成立，另外只要保证,即可保证场效应管工作在放大区。,常称这种连接电路为增强型负载电路（这种称法在下一章作详细解释）。,LBM,47,例4.6目的：计算含增强型负载电

13、路的工作点。,电路如图4.13所示。已知VTN=0.8V，Kn=0.05mA/V2。,解：由于场效应管工作于放大区，所以,由上两式可得,解得,LBM,48,4.4 MOSFET放大电路的交流电路,单级或单管MOSFET放大器的三种基本组态： 共源极放大电路 共漏极放大电路 共栅极放大电路 增强型负载,LBM,49,4.3.1 MOSFET放大电路的线性化分析原理,LBM,50,图4.17 共源极电路,图4.18 输入输出电压信号波形,LBM,51,1跨导 gm 设MOSFET工作于放大区,4.3.2 MOSFET放大电路线性化模型的交流参数,若,则,LBM,52,令,则,即gm是场效应管的跨导

14、。跨导也可以通过求微分得到:,注：跨导gm与静态工作点有关。,LBM,53,2.交流输出电阻rDS,MOSFET工作于放大区时，漏极电流iD与漏源电压vDS无关?,实际MOSFET的iD-vDS特性曲线在放大区的斜率不 为零。当vDSvds(sat)时，出现沟道长度调制。类似于 BJT的基区宽调效应。,对N沟道增强型MOSFET，这种倾斜现象可以用下式 校正：,如何确定沟道长度调制参数？,LBM,54,所有曲线的反向延长线都与电压轴相交于 vDS=-VA处，电压VA为正，它与双极型晶体管的Early电压相似。 令iD=0可得1/VA。,LBM,55,4.3.3 MOSFET放大电路的交流小信号

15、线性模型,LBM,56,例4.9目的：确定MOSFET的小信号电压增益。 电路如图4.17所示。设VGSQ=2.12V，VDD=5V，RD=2.5k。场效应管参数为VTN=1V，Kn=0.80mA/V，=0.02V-1。该场效应管工作于放大区。求AV=vo/vi。,解题思路：,求IDQ,求交流参数gm和rDS,画交流小信号等效电路,求AV、Ri、Ro等,LBM,57,解： =0.8(2.12-1)=1.0mA =5-12.5=2.5V 因此 2.5V =2.12-1=1.12V 场效应管确实工作于放大区。 跨导 20.8(2.12-1)=1.79mA/V 输出电阻 K,LBM,58,由图4.2

16、1可求得输出电压为 由于 ，所以小信号电压增益为 = =-1.79(502.5)=-4.26,LBM,59,说明： 由于MOSFET的跨导较小，因此与双极型晶体管放大电路相比，MOSFET放大电路的小信号电压增益也较小。 小信号电压增益为负，表明输出电压与输入电压的相位相差180，即反相。,LBM,60,第四章MOSFET及其放大电路,LBM,61,4.4 MOSFET放大电路的三种基本组态,共源极放大电路 - CS 共漏极放大电路 - CD 共栅极放大电路 - CG,LBM,62,4.4.1 共源极放大器 - CS 1.共源极电路的基本结构,LBM,63,图4.24 直流负载线、临界点和静态

17、工作点,LBM,64,小信号等效电路,LBM,65,输出电压 又 因此小信号电压增益为,输入电阻,输出电阻,LBM,66,例4.10目的：确定共源极放大器的小信号电压增益和输入、输出电阻。 电路如图4.22所示。已知VDD=10V，R1=70.9k，R2=29.1k ，RD=5k 。场效应管参数VTN=1.5V，Kn=0.5mA/V，=0.01V-1。设Rg=4k 。求 Av=vo/vi，Ri和Ro,LBM,67,解：直流计算,小信号电压增益、输入电阻和输出电阻的计算,因为,所以场效应管工作在放大区。,LBM,68,说明： 该例的结果表明，工作点位于直流负载线的中心（VDSQ=VDD/2=10

18、/2=5V），但不是放大区的中心 （VDS=VDS(sat)+(VDD-VDS(sat)/2=1.41+(10-1.41)/2=6.61V）。所以该电路在此情况下不能获得最大不失真电压。,LBM,69,讨论： 由于 不为零，所以放大器输入信号 只占信号 源电压的83.7,这也被称为负载效应。尽管从栅极 看入的场效应管输入电阻几乎为无穷大，但偏置电 阻仍极大地影响了放大器的输入电阻和负载效应。,LBM,70,设计例题4.11目的：设计MOSFET放大电路的偏置电阻，使工作点位于放大区的中心。 电路如图4.25所示。场效应管的参数为VTN=1V，Kn=1mA/V，=0.015V-1。设Ri=R1/

19、R2=100k,设计电路参数使IDQ=2mA，且工作点位于放大区的中心。,LBM,71,解：负载线和所期望的工作点如图4.26所示。若工 作点位于放大区的中心，则临界点处的电流必须为 4mA。即 4mA（下标t表示临界处的值） 又 由此可得 3V 或 -1V（舍去） 所以 将工作点设置在放大区的中心，则,LBM,72,由此可知，最大输出电压的峰峰值为 下面求电阻 和 的值。 由,LBM,73,可得 2.41V 或 -0.41V（舍去） 又 由此可得 498k, 125k 下面计算放大器的小信号增益.,LBM,74,k / / 说明:本例中没有考虑负载电容。如果考虑负载电 容，则工作点应为交流负

20、载线在放大区的中心，才 能获得对称的最大不失真电压。,LBM,75,例4.12目的：计算含源极电阻的共源极电路的小信号电压增益。 电路如图4.26所示。场效应管参数为 VTN=0.8V，Kn=1mA/V，=0。 求Av=vo/vi。,2. 含源极电阻的共源极放大器,LBM,76,解：由直流分析可得 小信号跨导为 小信号输出电阻为,LBM,77,栅源输入回路的KVL方程为 即 小信号电压增益为,下面计算小信号电压增益：,LBM,78,说明：源极电阻的影响 无源极电阻：通过计算可得VGS=1.75V，gm=1.9mA/V，AV=-gmRD=-13.3。由此可见，源极电阻减小了小信号电压增益（绝对值

21、）。 有源极电阻：工作点更加稳定。有源极电阻时，若Kn=0.8mA/V，则gm=1.17mA/V，AV=-5.17；若Kn=1.2mA/V，则gm=1.62mA/V，AV=-6.27 。这表明，当传导参数Kn在20内变化时，电压增益的变化为9.5。 而如果没有源极电阻，可通过相应计算知，参数Kn在20变化时，电压增益的变化仍为20 。 由此可见，工作点在有源极电阻时更加稳定。,LBM,79,3.含源极旁路电容的共源极电路 源极电阻上并联一个旁路电容： 减小源极电阻降低小信号增益的程度,LBM,80,例4.13目的：求电路的小信号电压增益，电路由恒流源提供偏置，源极旁路电容与恒流源并联。 电路如

22、图4.28所示。场效应管参数为VTN=0.8V，Kn=1mA/V，=0，求Av=vo/vi。,LBM,81,因为VDS(sat)=VGSQ-VTN=1.51-0.8=0.71V VDSQVDS(sat)，由此可见场效应管工作于放大区。,解：由于栅极直流电压为零，所以源极的直流电压 为VS=- VGSQ，栅源电压VGSQ由下式求得：,即,由此可得,或,（舍去）,LBM,82,图4.29 图4.28交流小信号等效电路,LBM,83,输出电压 由于vgs=vi，因此小信号电压增益为（由例4.12可知，gm=1.4mA/V）,说明：与例4.12的小信号电压增益-5.76相比，增加源极旁路电容后，小信号

23、电压增益升高为-9.8（只考虑绝对值）。,LBM,84,4.4.2 源极跟随器-CD,图4.30 MOSFET共漏极电路,LBM,85,交流性能分析,图4.31 图4.30交流小信号等效电路,LBM,86,输出电压 由KVL，有 因此 (4.15),1.电压增益,又,其中,LBM,87,小信号电压增益为,即,由上式可见，电压增益Av小于1但接近于1，正的增益意味着输出电压与输入电压同相。 因为输出信号基本上与输入信号相等，所以称该电 路为源极跟随器。这一结果与BJT射极跟随器的情 况相似。,LBM,88,例4.14目的：计算源极跟随器的小信号电压增益。 电路如图4.30所示。已知VDD=12V

24、，R1=162k，R2=463k ，RS=0.75k 。场效应管参数为VTN=1.5V，Kn=4mA/V，=0.01V。设Rg=4k 。求Av=vo/vi。,LBM,89,解：直流分析结果为 7.97mA， 2.91V 小信号跨导为 24(2.91- 1.5)=11.3mA/V 小信号输出电阻为 k 放大器输入电阻为 =162463=120k 小信号电压增益为,LBM,90,说明：小信号电压增益为0.860,大于零且小于1。源 极跟随器的电压增益表达式与BJT的射极跟随器的 增益表达式类似。由于BJT的跨导一般比MOSFET 的跨导大得多，所以射极跟随器的电压增益比 MOSFET源极跟随器的增

25、益更趋近于1。,LBM,91,设计例题4.15目的：设计一个特定的N沟道增强型MOSFET源极跟随器。 电路如图4.32所示。场效应管参数为VTN=1V，Kn=1mA/V，=0。电路参数为VDD=5V，Ri=300k （1）设计电路参数，使IDQ=1.7mA，VDSQ=3V ; （2）求小信号电压增益Av=vo/vi。,LBM,92,解：（1） k 代入数据得 1.7=1( -1) 由此可得 =2.30V 或 =-0.3V（舍去） 又,LBM,93,代入数据得 2.30= 5-1.71.18 由此可得 348.8k , 2144k （2） 21(2.30-1) =2.6mA/V,LBM,94,

26、参照图4.30(b)，令其中的 ，去掉 ，即为 图4.31的交流等效电路，这里不再重画。 代入数据得,LBM,95,根据图4.31(b)求交流输入电阻和输出电阻。 输入电阻 为了计算输出电阻，将图中小信号电压源置零，在电路的输出端施加一个测试电压vx，如图4.33所示。然后求出相应的电流ix，则输出电阻Ro=vx/ix。,2. 交流输入、输出电阻,图4.33 求交流输出电阻的等效电路,LBM,96,在源极输出端列写KCL方程得 由于输入回路中无电流，因此 所以 即,由图4.33可见，vgs是受控电流源gmvgs两端的电压。这意味着受控电流源的等效电阻为1/gm。这一结果说明从源极（忽略rds）

27、看入的等效电阻为1/gm。,LBM,97,例4.16目的：计算源极-CS 跟随器的输出电阻。 电路如图4.30所示，电路参数和场效应管参数与例4.14相同。求输出电阻Ro。 解：由例4.14知，gm=11.3mA/V，RS=0.75k，rds=12.5k ，所以,说明：在源极跟随器输出电阻中，跨导占主要地位。由于输出电阻很小，源极跟随器近似为一个理想的电压源，也就是说，它的输出驱动能力较强。,LBM,98,4.4.3 共栅-CG极放大器,LBM,99,图4.35 图4.34所示电路的小信号等效电路,LBM,100,设场效应管小信号输出电阻rds为无穷大。 输出电压为 由输入回路的KVL方程得

28、其中,1.小信号电压增益和电流增益,因此,小信号电压增益为,电压增益为正，说明输出电压与输入电压相位相同。,（1）小信号电压增益,LBM,101,（2）小信号电流增益 在许多应用场合，共栅极电路的输入信号是电流。,图4.36 电流信号源的共栅极电路的小信号等效电路,LBM,102,在输入端由KCL可得,当 及 时，电流增益约为1，但总小于1，且输出电流与输入电流同相。与BJT共基极电路的电流增益相似。,即,小信号电流增益为,(4.18),LBM,103,2.交流输入、输出电阻,输入电阻：,因为,所以,与共源放大器和源极跟随器不同，共栅极电路由于场效应管的原因输入电阻很低。然而，如果输入信号是电

29、流，输入电阻低就成为优点。,LBM,104,下面求输出电阻。 由图4.36，将电流源置零（开路），可得 ，这说明 ，因此受控电流源 。从负载电阻的输入端方向看的输出电阻 为,LBM,105,例4.17目的：对共栅极电路，在给定输入电流的情况下，求输出电压。 电路如图4.34所示，其交流等效电路如图4.36所示。已知电路参数为IQ=1mA，V+=5V，V- = -5V，RG=100k，RD=4k，RL=10k。场效应管参数为VTN=1V，Kn=1mA/V，=0。输入电流ii=100sin(t) A，Rg=50k。求vo。,LBM,106,解 代入数据得 1=1( -1) 解得 =2V 或 =0（

30、舍去） 小信号跨导为 21(2-1)=2mA/V 由式(4.18)可得输出电流的表达式为,输出电压为,即,LBM,107,4.4.4三种基本放大器组态的总结与比较 表4.1 三种MOSFET放大器的特性,LBM,108,电压增益： 共源极 |(-gm(RD/rds)|或|-gm(RD/rds)/(1+gmRS)|1 共栅极 gm(RD/rds)/(1+gmRg)1 源极跟随器 gmRS/(1+ gmRS)1 输入电阻： 共源极电路和源极跟随器 R1/R2 共栅极电路 1/gm 输出电阻： 源极跟随器 1/gm/RS/rds 共源极和共栅极电路 RD。,LBM,109,LBM,110,二、N沟道

31、耗尽型MOS管,N沟道耗尽型MOS管与N沟道增强型MOS管相似，区别仅在于栅源极电压vGS= 0时，耗尽型MOS管中的漏源极间已有导电沟道产生。,在SiO2绝缘层中掺入了大量的金属正离子Na+或K+,N沟道,P沟道,LBM,111,vGS=0时，漏源极间的P型衬底表面也能感应生成N沟道(称为初始沟道)，加上正向电压vDS，就有电流iD。加上正的vGS，沟道加宽，沟道电阻变小，iD增大。vGS为负时，沟道变窄，沟道电阻变大，iD减小。当vGS负向增加到某一数值时，导电沟道消失，iD趋于零，管子截止，故称为耗尽型。沟道消失时的栅源电压称为夹断电压，仍用VP表示。结型场效应管只能在vGS0，VPvG

32、S0。,LBM,112,三、场效应管的主要参数,(1) 开启电压VT（又称门限电压） VT 是MOS增强型管的参数，栅源电压小于开启电压的绝对值, 场效应管不能导通。,（2）夹断电压VP VP 是MOS耗尽型和结型FET的参数，当VGS=VP时,漏极电流为零。,（3）饱和漏极电流IDSS MOS耗尽型和结型FET, 当VGS=0时所对应的漏极电流。,（4）输入电阻RGS 结型场效应管，RGS大于107，MOS场效应管, RGS可达1091015。,LBM,113,（5） 低频跨导gm gm反映了栅压对漏极电流的控制作用，单位是mS(毫西门子)。,（6） 最大漏极功耗PDM PDM= VDS I

33、D，与双极型三极管的PCM相当。,LBM,114,四、 场效应管使用注意事项,1、 MOS管栅、源极之间的电阻很高，使得栅极的感应电荷不易泄放，因极间电容很小，会造成电压过高使绝缘层击穿。因此，保存MOS管应使三个电极短接，避免栅极悬空。焊接时，电烙铁的外壳应良好地接地，或烧热电烙铁后切断电源再焊。 2、 有些场效应晶体管将衬底引出，故有4个管脚，这种管子漏极与源极可互换使用。但有些场效应晶体管在内部已将衬底与源极接在一起，只引出3个电极，这种管子的漏极与源极不能互换。 3、 使用场效应管时各极必须加正确的工作电压。 4、 在使用场效应管时，要注意漏、源电压、漏源电流及耗散功率等，不要超过规定的最大允许值。,LBM,115,五、双极型和场效应型三极管的比较,各类型场效应管的特性比较见P：173,LBM,116,1. 直流偏置电路：保证管子工作在饱和区，输出信号不失真,二. 场效应管放大电路,（1）自偏压电路,vGS,vGS =- iDR,注意：该电路产生负的栅源电压，所以只能用于需要负栅源电压的电路。,计算Q点：VGS 、 ID 、VDS,vGS =,VDS =VDD- ID (Rd + R ),已知VP ，由,- iDR,可解出Q点的VGS 、 ID 、 VDS,LBM,117,（2）分压式自偏压电路,VD