第九章+PAL制解码电路及系统.ppt

1、第九章 PAL制解码电路及系统,9.1亮度通道及矩阵输出电路 9.2 色度通道 9.3 彩色副载波恢复电路 9.4 PALD色度解码电路实例 复习思考题,9.1亮度通道及矩阵输出电路,亮度通道的任务是将亮度信号Y从彩色全电视信号中分离出来, 经过放大和处理后, 与色度通道解出的色差信号R-Y、 B-Y一起送给解码矩阵电路, 以求出基色信号R、G、B, 分别激励彩色显像管的相应阴极而实现彩色的重现。 当用彩色电视机收看黑白电视信号时, 由于黑白电视信号中没有色度信号, 解码系统中的色度通道就自动关闭而无色差信号输出, 只有亮度通道输出亮度信号激励彩色显像管而显示出通常质量的黑白图像。 此时, 亮

2、度通道的功能与黑白电视机中的视频放大器基本相同。,亮度通道一般由多级视频放大器组成, 由于亮度信号的质量直接关系到重现图像的清晰度, 所以对亮度通道的要求为: 第一, 亮度通道只传送亮度信号Y, 故应将彩色全电视信号中的色度信号和色同步信号滤除。 为此, 在亮度通道中设置了彩色副载波陷波电路, 以减小色度信号对亮度信号的干扰。 第二, 亮度通道输入的彩色全电视信号峰峰值为1 V左右, 输出的三基色信号峰峰值约为100 V, 故亮度通道对视频信号应有足够的增益及线性工作范围。 为满足重现图像的清晰度, 应有足够的带宽以保证06 MHz视频信号不失真的通过。,第三, 亮度信号经过亮度通道(通频带约

3、为6 MHz), 而色度信号通过的是色度通道(带宽约2.6MHz), 由于色度通道带宽比亮度通道窄, 使得色度信号要比亮度信号产生更大的时延。这样, 到达解码矩阵的时间就不相同而使重现的图像出现彩色镶边现象。为此, 应在亮度通道中设置延时电路。 第四, 视频全电视信号若失去直流分量, 在黑白电视机中仅改变重现图像背景亮度, 而在彩色电视机中不但重现图像的亮度会变化, 而且彩色的色调和饱和度也会改变, 引起明显失真。 因此凡不完全采用直流耦合电路的亮度通道, 都需设置直流电平钳位电路。,此外, 在亮度通道中还设有各种附属电路, 例如自动清晰度控制(ARC)电路, 自动亮度控制(ABL)电路, 轮

4、廓校正电路(勾边电路), 对比度和亮度调节电路等等。 典型亮度通道组成方框图如图9-1所示。,图 9-1 亮度通道方框图,9.1.1 彩色副载波抑制电路 前已述及, 色度信号是调制在4.43 MHz的副载波上, 以频谱交错方式插入到亮度信号频带高频端的。 若不加抑制, 则也将被亮度通道放大, 造成色度信号对亮度信号的干扰。 为此, 在亮度通道中设置一个4.43 MHz的彩色副载波吸收电路, 以减小这种干扰。 副载波吸收电路的幅频特性及彩色全电视信号输入、 输出波形见图9-2。,图 9-2 副载波吸收电路输入输出波形,一、 对彩色副载波抑制电路的要求 亮度信号的带宽是6 MHz, 色度信号调制在

5、4.43 MHz副载波上带宽1.3 MHz, 与亮度信号谱线交错排列。 若吸收电路的频带太宽, 虽能将色度信号滤除, 但也将带内亮度信号的高频分量滤掉太多, 会造成重现图像的清晰度下降。 分析电视信号的频谱可知, 视频信号能量在频带内不是均匀分布的, 能量主要集中在频带的低端, 随频率上升而减小。 色度信号也一样, 平衡调幅后能量主要集中在4.43MHz附近, 如图9-3所示, 偏离4.43MHz越远能量就越小。所以抑制电路一般就选用高Q值窄带的陷波电路, 滤除掉4.43MHz附近的主要能量, 又不致使图像清晰度下降太多。 对副载波陷波电路的要求为: 吸收深度大于15dB, 吸收带宽为1502

6、50kHz, 允许有少量的副载波残留分量以兼顾图像的清晰度。,图 9-3 色度信号频谱,二、 吸收电路的选取 彩色电视机亮度通道中常用的两种副载波吸收电路如图9-4所示, 它们的工作原理前面章节已作了介绍。 图(a)为串联谐振吸收电路, 形式简单, 吸收深度一般能达到抑制副载波的要求, 但由于有损耗rL的存在, 对谐振频率的能量不可能吸收干净。 图(b)的桥T型吸收电路可对损耗rL进行补偿, 所以很容易达到吸收20dB的深度, 在彩色电视机中使用较多。,图 9-4 两种常用副载波吸收电路,三、 自动清晰度控制(ARC)电路 亮度通道中加4.43MHz彩色副载波陷波电路后, 大大减轻了色度信号对

7、亮度信号的干扰, 但它也使4.43MHz附近亮度信号的高频分量被吸收掉一部分而造成重现图像清晰度下降。 虽然这样做是必要的, 但当用彩色电视机接收黑白电视节目, 或者信号太弱已不能使色度通道工作时(此时色度通道自动关闭, 显示的是黑白图像), 这种高频分量的损失就毫无意义了。 因此, 有许多彩色电视机采用了自动清晰度控制(ARC)电路, 接收正常彩色电视信号时, 副载波吸收电路工作, 而接收黑白电视节目或信号太弱时, 自动使副载波吸收电路不工作, 就使黑白图像的清晰度达到正常水平。,图 9-5 自动清晰度控制电路,典型的ARC电路如图9-5(a)所示, 由电阻R1与二极管VD组成, VD的导通

8、与截止由消色电压UACK控制。 接收正常彩色电视信号时UACK约为4V, VD导通使桥T型吸收电路正常工作 当接收黑白信号或彩色信号微弱时, UACK近似为零, VD截止, 桥T型陷波电路与地断开而不起作用, 亮度通道的幅频特性就如图9-5(b)虚线所示。 9.1.2 轮廓校正电路 亮度通道中插入副载波吸收电路使亮度信号的高频成分也损失了一些, 导致图像的清晰度下降, 轮廓变得模糊。 为此, 一些电视机在亮度通道中加入轮廓校正电路, 使图像在过渡的边缘处出现黑的更黑和白的更白的分界线, 好像在图像的边缘上勾了一条边。 这样, 图像的轮廓突出, 提高了视感清晰度。 补偿性能比一般高频补偿电路为佳

9、。,一种轮廓校正电路如图9-6(a)所示, 设输入方波信号如图(b)ui, V1发射极输出的信号由于高频成分被C1旁路和受L1扼制成波形ue 电感L2仅在高频时呈现较大的阻抗, 加上C1对高频分量的旁路作用, 使V1集电极仅有较大的高频分量输出, 即相当于V1输出电阻与L2对方波进行微分。 信号经倒相和微分后的波形如图中uc。 它再经C2耦合, 由R5、 L1进行第二次微分, 得到波形ud。 经两次微分的高频分量ud和射极输出的信号ue在R2上叠加, 就得到具有勾边性能的波形uo。,图 9-6 轮廓校正电路及波形,9.1.3 延时均衡网络 依据网络理论, 信号通过传输系统的延迟时间与系统的带宽

10、B成反比。所以, 通道带宽越窄, 信号的时延越长。 亮度通道的带宽约为6 MHz, 而色度通道带宽仅为2.6 MHz, 因而同一时刻全电视信号中的亮度分量通过亮度通道产生的延时比色度分量通过色度通道产生的延时小, 两者延时差约为0.51s。 延时差会导致图像的亮度和色彩在屏幕上产生水平距离误差。 例如, 0.7s的延时差在46 cm (18英寸)时屏幕上的水平距离差约有5 mm, 如图9-7所示。,为使两个分量能同时到达解码矩阵, 必须在亮度通道插入延时均衡网络以补偿两者的延时差。 延时均衡网络一般做成一个集中元件, 称为延时线, 延时量约0.6s。 由于延时较短, 所以不用超声玻璃延时线。

11、用一般电缆延时线也是不合适的, 因为延时1s所需的电缆线长度将是200300 m。 在彩色电视机中一般采用两种形式的亮度延时线: 一种是圆筒形分布参数延时线, 崐其体积较大 一种是集总参数延时线, 如多节累接的LC集总参数网络。 国产的集总参数小型延时线的种类较多, 例如YC-600 ns/1 500 就是由20节LC小型元件组成的一种延时线, 外型尺寸为104030(mm) 3, 延时0.6 s。 亮度延时线的电路符号如图9-8所示。,图 9-7 延时差产生亮色失配,图9-8 亮度延时线的电路符号,9.1.4 直流分量恢复电路 我们知道, 视频图像信号是单极性的脉冲信号, 图像的亮暗标准是以

12、黑色电平(消隐电平)作基准来衡量的。 因此, 从电视信号的传输到重现过程中, 固定黑色电平就非常重要。 亮度信号若通过交流耦合电路, 就会丢失直流分量而产生灰度失真和彩色失真。 传送直流分量的方法有两种: 一是在视频通道采用直接耦合, 即从视频检波到显像管阴极均采用直流放大器。 此法虽可直接传送直流分量, 但要采取复杂的措施来克服电路的直流电平匹配和零点漂移问题, 所以基本上不被采用。 二是视频通道仍采用交流耦合, 在显像管之前对亮度信号用箝位的方法来恢复直流分量, 称为间接传送直流分量的方法。,图像信号是随不同景物而变的随机信号, 不能作为箝位基准。 采用同步电平进行箝位虽有电路简单的优点,

13、 但由于在视频信号传送过程中, 同步头是峰值电压, 有时会因信号幅度过大而在通道中出现被压缩现象, 容易造成恢复的直流分量不准确而产生画面的明暗变化。 为此, 彩色电视机中一般都采用对消隐电平(黑色电平)箝位来实现直流分量的恢复。 图9-9是一种对消隐电平箝位的电路, 亮度信号由V1射随, 经C6耦合到V2放大后输出。 图中V4为箝位三极管, 由它与C6等组成箝位电路。 行同步脉冲经L4、R11、R10等组成的延时网络加到V4基极, 使其位置正好处于输入亮度信号的行消隐后肩上, 如图9-10所示。,图 9-9 消隐电平箝位电路,图 9-10 行同步延时作箝位脉冲,图9-9电路工作原理如下: 1

14、2V电源经RW2、VD1、R13、R14和RW3等分压, 使V4射极电位UE约9.6V, 无箝位脉冲时, V4截止, 12 V电源通过R18及V2发射结向箝位电容C6充电, 极性如图中所标。当延时后的行同步脉冲到来(图9-10)时, V4饱和导通, C6通过V4放电, 放电时间常数近似由射随器V1的输出阻抗Ro1及C6决定(忽略V4及其射极分压器的等效内阻)。 由于放电时间常数较小, C6右端迅速放电至9.7V (UE +Uces4)。 行同步脉冲过去后V4截止, C6开始充电。充电时间常数由V2输入电阻Ri2 (Ri2 =R18 (1+)+rbe)和C6决定, 其值远大于64 s, 所以在一

15、行时间内C6右端电位上升很少, 可以认为几乎不变。 如此重复, 就使视频信号的消隐电平保持在约9.7 V。,在图9-9中调节RW2、 RW3可改变箝位电平UE, 因而也就改变了图像的背景亮度。 RW3通常装在电视机面板上, 作为亮度调节电位器, 而RW则作为辅助亮度调节, 用微调电阻装在机内线路板上。 调机时把RW3放在中间位置, 调整RW2使图像的亮度适中, 这样, 用户可有适当的亮度调节范围。 9.1.5 自动亮度限制(ABL)电路 当图像背景亮度太大时, 显像管会因电子束电流过大而太亮。 这样不仅使显像图9-11ABL电路实例管寿命缩短, 而且可能引起高压产生电路过载, 使高压产生电路的

16、元器件损坏。自动亮度限制(ABL)电路就是为防止这种情况采取的保护措施。,ABL电路常利用高压电流IH的取样来控制显像管栅阴之间的电压。它可分为两大类: 一类是栅控型ABL电路, 调整显像管栅极电位来限制IH, 大屏幕黑白电视机常用此类 另一类为阴控型ABL电路, 控制显像管阴极电位来限制IH, 这种类型多用于彩色电视机。 图9-11是一种ABL电路, 图中L是行逆程变压器的高压包, 高压经VD2整流后加到显像管高压阳极, 高压电流(即显像管的电子束电流) IH流通方向如图所示, R3为取样电阻。A点电位UA=E-R3IH, 正常情况下IH较小, 故UA较大(大于12V), VD1始终导通,

17、B点电位被钳在12V+UD1, 电路对亮度不起控制作用。,图 9-11 ABL电路实例,若图像亮度过大, I-H超过允许值, 将在R-3上产生较大电压降, 使A点电位随之下降到小于12 V, 则VD1截止, ABL电路起控。IH增加使UA、UB及V1基极电位都下降, 经V1反相放大使V2基极电位上升, V2跟随输出使显像管三个阴极电位上升, 致使IH下降, 达到自动限制亮度的目的。 该电路属于阴控类型。,9.1.6 解码矩阵电路 由兼容制彩色电视信号编码传送方式知, 彩色全电视信号传送了一个代表亮度的Y和两个代表色度的R-Y和B-Y分量。 在电视接收机中有两种激励彩色显像管的方式: 一种是采用

18、基色信号激励, 需要获得R, G, B三个基色信号 另一种是采用色差信号激励, 就需要得到三个色差信号R-Y、 G-Y、 B-Y和一个亮度信号Y。 色差信号激励方式缺点较多, 目前已不被采用。 我们主要分析基色激励方式。,亮度信号Y由亮度通道处理, 两个色差信号R-Y和B-Y由色度通道解调还原。 解码矩阵电路的任务是先由 G-Y=-0.51(R-Y)-0.186(B-Y) (9-1) 求得G-Y, 再由 R-Y+Y=R G-Y+Y=G B-Y+Y=B (9-2) 得到R、 G、 B三个基色信号。,一、色差矩阵 发送端只传送了亮度信号Y和色差信号R-Y, B-Y(压缩成V、 U信号), 当解调得

19、R-Y和B-Y后, 应由(9-1)式关系求G-Y。 从(9-1)式可知, 两个色差信号的系数均小于1, 所以用图9-12的电阻矩阵电路能够完成运算。 电阻取值应满足,(9-3),两路信号就按规定比例在R3上相加。,图 9-12 电阻G-Y矩阵电路,电阻矩阵电路的缺点是显而易见的, 为避免输入端两个色差信号支路相互影响, 希望 R2 R3 和 R1 R3 (9-4) 但这样做电路的衰减量太大, 信号损失将很大。 何况从(9-3)式解得的R1 、R2和R3的关系也满足不了(9-4)式, 则两个支路必定会互相影响。 电阻矩阵一般不在电路中单独使用。,图9-13是两级具有公共集电极负载的加法器电路,

20、调整两个发射极上的电位器RW1和RW2, 即可改变各放大器的增益, 从而改变公共负载RC上两色差信号的叠加比例。 由于RW1 、RW2引入了较深的负反馈, 故输出电压Uo为 Uo= (9-5) 只需适当选取RC、RW1和RW2. 即可得到Uo=G-Y。 此电路由于晶体管的隔离作用, 所以可克服两路色差信号的互相影响。,图 9-13 晶体管G-Y矩阵电路,二、 R、G、B基色矩阵与视放输出级 R、G、B基色矩阵的作用是由R-Y、G-Y和B-Y三个色差信号以及Y信号进行(9-2)式的运算, 以获得R、G、 B三基色信号去激励彩色显像管。 图 9-14是一个共Y串联式矩阵和视放输出级电路实例, 三个

21、色差信号分别加到三个视放输出管V1、 V2和V3的基极, 而-Y信号经射极跟随器V4加到三个视放输出管的发射极。 以V1为例, 发射结电压ube=ub-ue=B-Y-(-Y)=B, 可见在发射结完成了矩阵运算。求得的R、G、B三基色信号经三个视放管放大倒相后加到彩色显像管阴极。,图 9-14 基色矩阵与视放输出级,三、 视放输出的频率补偿 对于基色激励方式, 三个视频放大级均应有06 MHz的通频带才能获得高清晰度的图像。 普通共发射极放大器是达不到如此带宽的, 为此在视放输出级采取了一些措施。 第一, 射极接有电流串联负反馈电阻, 虽使增益有些下降, 但扩展了放大器的通频带 第二, 在发射极

22、并有高频补偿电容C1、 C2、C3, 使放大器的负反馈量随频率上升而下降, 以此补偿放大器在高频时的增益下降, 若为最平坦补偿, 则上限频率将为纯电阻反馈时的1.6倍 第三, 输出回路采用了L1、 L2、 L3和L4组成的串并联电感补偿, 以补偿放大器在高频端由负载电容引起的增益下降, 以达到扩展频带的目的。 下面我们讨论一下电感补偿方法。,1.并联补偿 这种方法是在放大器集电极负载电阻RC上串入一个补偿电感L4, 等效电路如图9-15(a)所示。 这种补偿多用于外接负载RL比回路阻抗大得多的情况, 视放输出级的外接负载是显像管, 等效的阻抗RL很大, 所以满足这个条件。电感L4与电容CL组成

23、并联谐振电路, 并联谐振的峰就选在放大器增益下跌频率的附近, 如图9-15(b)所示, 由此补偿了高频端的下降, 使频带得到展宽。,图 9-15 并联电感补偿,由宽带放大器理论的最平坦条件可得最佳补偿条件为 L4=0.414R2CCL (9-6) 并联电感方式达最佳补偿时, 放大器上限频率约为未补偿时的1.73倍。,2.串联补偿 这种方法是在视放输出级集电极与负载电阻RL之间串一电感L1进行补偿。 放大器输出端等效电路如图9-16所示。 L1把电容CL分隔成L1和C2两部分, C1为晶体管输出电容和L1左侧引线杂散电容之和, C2是显像管输入电容和L1右侧杂散电容之和。 由于C1 CL, C2

24、 CL, C1与C2的串联将大大小于CL, 致使输出回路的谐振频率大大提高, 而谐振时C2上也将可以获得较大输出电压。串联补偿频率比并联补偿高, 使上限频率进一步提高。 图9-14的视放输出级电路采用上述各种补偿措施后, 总视放频响曲线如图9-17所示, 通频带可达到06 MHz左右。,图9-16 串联补偿等效电路,图 9-17 视放频响曲线,9.1.7 亮度通道实际电路举例 海燕CS37-2型彩色电视机的亮度通道如图9-18所示。 L203和C213、 C214组成串联谐振电路以吸收色度信号, 而亮度信号经R208送到第一图像放大Q202的基极。 对比度调节电位器并接在R211上, 调节电位

25、器即可改变并联总阻值, 达到改变加到Q202基极上亮度信号的大小, 以实现对比度的调节。 另外, 调节对比度电位器对色度通道增益也有控制作用, 可实现对比度和色饱和度的跟踪变化。,Q202及其发射极、 集电极元件组成了二次微分型轮廓校正电路, 以补偿副载波吸收电路带来的亮度信号高频分量的损失。 由于轮廓校正电路的补偿效果较佳, 前面的吸收电路未加ARC控制。 电容C207和箝位管Q201组成黑色电平钳位电路, 复合同步信号经L201等延时到行消隐的后肩, 通过C202加到Q201基极作箝位脉冲。 R204是辅助亮度调节电位器, 它和亮度调节电位器均可调节201射极电位, 即调节了钳位电平。 经

26、过轮廓校正的亮度信号由C207耦合至第二图像放大Q203的基极, Q203接成带有射极负反馈及高频提升的共射放大器。 二极管D203和电阻R217等与其它单元的一些元件组成自动亮度限制(ABL)电路。 Q203集电极接有亮度延时线DL201, 崐以保证亮度信号和色差信号到达基色矩阵的时间能一致。,图 9-18 海燕CS37-2机亮度通道,Q204接成射极跟随器, 它把负极性亮度信号送给R、G、B基色矩阵电路, 即图9-14中三个视放输出管的发射极。D209、 D207等是行、场消隐叠加电路, 消隐脉冲取自行、 场输出级。 上述亮度通道是由分立元件构成的, 电路构成比较直观。 下面介绍一个集成化

27、的亮度通道电路。 图9-19是牡丹TC-483D型彩色电视机视频放大及矩阵电路。 由于采用集成电路, 结构大大简化。 整个电路主要由亮度延时线、 集成电路AN5612及外围阻容元件等组成。它将完成以下功能: 亮度信号的延时、放大、箝位、消隐以及亮度、对比度调节由R-Y、 B-Y运算求出G-Y放大三个色差信号并进行色度调节由亮度信号与色差信号矩阵运算求得三基色信号。,图 9-19 牡丹TC-483D机视频放大及矩阵电路,来自视频缓冲级的彩色全电视信号(FBAS)经亮度延时线L301延时约0.6s, 并滤除掉色度信号(L301对4.43 MHz信号衰减量大于25 dB), 然后由C301耦合, 经

28、维修开关S301加到集成块AN5612的脚。R301、R302是延时线的匹配电阻。 亮度信号进入AN5612的脚后先进行视频放大, 其增益受18脚外接对比度电位器R321和副对比度电位器R310控制, R310 在机内调试用, 而R321则装在电视机面板上由用户调节。 脚外接的C303、 L303、R305、 R306和R304、C302组成的网络进行高频补偿, 调节R306可使视放频响放在23 MHz处得到适当提升, 以提高图像的清晰度, 此网络亦称为图像鲜度改良电路 。,经过延时的行同步脉冲由脚输入作为箝位脉冲, 将亮度信号的直流电平箝定在脚外接的亮度电位器R319和副亮度电位器R559所

29、确定的电位上。 因此, 调节R319和R559可改变黑电平的高低, 即调节了图像亮度。 R559调机用, 而R319由用户调节。 脚输入复合逆程脉冲, 其一路通过内部电路加到基色矩阵电路, 实现行、 场扫描逆程的消隐 另取一路加到箝位电路, 以防止无电视信号时, 由于无行同步信号而不能箝位所造成的荧光屏忽亮忽暗现象。放大后的亮度信号送往集成块内的基色矩阵电路。,由色度通道解调得来的R-Y和B-Y两个色差信号分别经电容C307和C310耦合, 由15脚和12脚输入AN5612。 两色差信号在内部有源电阻矩阵电路运算形成G-Y色差信号, 然后, 三个色差信号经色差放大器放大后送入基色矩阵电路, 与

30、亮度信号Y一起进行矩阵变换产生R、 G、 B三基色信号, 分别从脚、 脚和脚输出。色差放大器的增益受16脚外接的色饱和度电位器R615和副色饱和度电位器R613的控制, 调节R615和R613可改变色差信号放大量, 即调节了色饱和度。 R613调机用, R615由用户调节。,亮度、 对比度和色饱和度调节电路都是直流控制形式, 可以有效地防止引线干扰。 S301供维修时用, 当拨到N位置时, 亮度信号可加到AN5612的脚 当到拔S位置时, 亮度信号通路就被切断, AN5612脚被固定在1.6 V电平上, 同时场激励信号被接地, 场扫描被截止, 屏幕上只有一条水平扫描线, 以进行暗平衡的调整。,

31、9.2 色度通道,9.2.1 带通放大和ACC电路 一、 带通放大器的幅频特性 带通放大器一般由谐振放大器构成。其幅频特性的选取与中放频响曲线有关。 若中放采用宽带式幅频特性, 如图9-21(a)所示, 则色度信号的上下边带均处于中放幅频特性的平坦部分。此时, 带通放大器的幅频特性应以4.43 MHz为中心, 且左右基本对称, 带宽达2 MHz就可以了(图9-21(b)。 带宽取宽一些可提高图像清晰度, 但在带通放大器通频带内, 除色度信号外还有亮度信号, 所以带宽窄一些可以减轻亮度信号对色度信号的串扰。 应使幅频曲线矩形系数好, 若曲线边沿不陡, 就会使带外亮度信号串进来较多而造成严重串扰。

32、,图 9-20 APLD色度信号解调电路系统,图 9-21 宽带中放对应的频响,一般彩色电视机的中放是采用窄带频响曲线, 如图9-22(a)所示。 这样, 33.57MHz落在了左边斜坡上, 造成色度信号两边带放大量不一样, 视频检波后信号频谱如图(b)。 这就需要在色度通道中采取相应的补偿措施, 以免造成色度信号的失真。 补偿的方法类似通道对残留边带特性的校正。 采用图(c)的幅频特性, 以使色度信号两个边带的总放大量比较均匀。,图 9-22 窄带中放对应的色度频响,二、 ACC电路 因为AGC电路仅使亮度信号的幅值基本稳定, 故为保持色度信号与亮度信号的振幅比不受色度信号幅度波动的影响,

33、避免色饱和度失真, 在带通放大器加有自动色度控制(ACC)电路。 ACC电路的控制信号应与色度信号幅度成正比。与AGC控制电压选取的考虑一样, 由于色度信号的幅度随图像内容变化, 所以通常是利用色同步信号来检波, 或者由色同步信号产生的半行频识别信号检波后作ACC控制信号。 ACC电路的种类较多, 图9-23是分立元件常用的一种发射极控制ACC电路。V1为带通放大管, 集电极负载是谐振选频回路, V2串在 V1射极起负反馈作用。,工作过程如下: 由副载波恢复电路产生的半行频正弦波大小正比于色同步信号幅度, 经ACC检波及C10、R8、 R7、 L1、 C9等滤波后得到正的直流控制电压送到V2基

34、极。若色同步信号幅度大, 则ACC控制电压就大, Ub2的升高使V2导通程度下降, 如此就使V1负反馈量增大而致增益下降。若色同步信号幅度变小, 则调节过程与上述相反。电路的控制调节使色度信号的输出幅度比较稳定, 也就稳定了图像色饱和度。,图 9-23 分立元件带通放大器,图 9-24是集成块TA7193AP中具有ACC控制的色度放大器主要电路, V11、V12 、V15为主放大器, V13、 V14、V16 起直流补偿作用。V7、 V8构成峰值检波器以产生ACC控制电压, V9、 V10组成复合管(图中等效成PNP管)对控制电压进行倒相放大。 通常情况下A点电位较高, VD2导通, Ub12

35、、 Ub13高于Ub11、 Ub14导致V11 、 V14截止。 由15脚外接选频网络选出的色度信号(包括色同步信号)经V15 、 V12组成的共发-共基电路放大后加到V18基极, 经V18射随和VD9电平移位, 送往后面的色同步分离电路。 上述情况时V12处于高增益状态。,图 9-24 TA7139AP中色度放大电路,输入色度信号变大, 相应17脚色同步信号也大, 经V7、 V8等峰值检波使16脚电位下降, 则B点电位上升使V11、V14导通。 V11的导通对信号产生分流作用使V12增益变小。 输入信号越大, 分流亦越大, 色度放大器增益下降得越多。 上述调节作用就使输出的色度信号崐比较稳定

36、。 ACC电路起作用时, V12、V13的电流减小, 但V11、 V14的电流是增大的, 电路设计成V12电流的减小量与V14电流的增大量相同, 就使流过R17的直流电流大小不随输入信号强弱变化, 保持了输出直流电平稳定。,三、 色同步信号的消隐与选通 带通放大从全电视信号中取出色度信号和色同步信号, 色同步信号应被分离出来送往副载波恢复电路。 两信号虽处于相同频带内, 但时间上是分开的, 色度信号在行扫描正程, 而色同步信号处在行逆程, 所以可用适当的控制脉冲来分离它们。 图9-25是一种色同步信号消隐与选通电路, V2没有设偏置电路。 色度信号和色同步信号加到V1和V2基极, 行逆程脉冲或

37、延时后的行同步脉冲经R5、 R6分别加到V1射极和V2基极作控制脉冲。 行正程时无控制脉冲, V1导通V2截止, 色度信号可由V1集电极输出 当逆程控制脉冲到来时, V1射极电位升高而截止, 集电极无色同步信号输出, 实现了色同步消隐 控制脉冲同时加到V2基极而使它导通, 色同步信号就从其集电极输出到副载波恢复电路去。,图 9-25 色同步消隐与选通电路,TA7193AP中的色同步分离电路如图9-26所示。 全色度信号经带通放大后送到V31、 V32基极, V25、 V28、 V29基极接固定偏置, 行同步脉冲延时到色同步位置作为选通脉冲从13脚输入, 经V36射随、V35倒相放大成负脉冲后加

38、到V26、 V27和V30基极。 选通脉冲未到时V35集电极为高电位, V151作用使Ub26、Ub27、 Ub30比Ub25、Ub28、Ub29高0.7V左右, 故V26、 V27 、V30导通, V25、V28、 V29截止。,色度信号经V32、V27共发共基级联放大后送往后级。 V25的截止也使17脚无输出。 当选通脉冲加到时V35集电极成低电位, V157的作用使Ub25、Ub28、 Ub29比Ub26、Ub2、 Ub30高0.7V左右, 则V25 、 V28、 V29导通, V26、 V27 、 V30截止。V27集电极无信号输出, 而色同步信号经V31、 V25共发-共基电路送到V

39、19基极, 由V19射随后从17脚输出, 由此达到色同步的消隐与选通。 V29、V30、V33也构成直流补偿电路, 以使V25、V27在导通或截止状态时两管的集电极直流电位保持基本不变。 其工作原理同图9-24所述。,图 9-26 TA7193AP中色同步分离电路,四、 人工色饱和度控制 色度信号的幅度反映色饱和度, 即画面颜色的浓淡。ACC电路是对色度信号动态地进行调节, 以稳定其幅度而不致于出现图像彩色忽浓忽淡现象。 然而在实际中, 观众们对颜色浓淡的喜好不尽一致, 加上在彩色电视机中亮度信号与色度信号是分别处理, 几套节目亮、 色自动保持适当比例是不可能的。 为使不同观众以及多套节目都能

40、得到较满意的彩色画面, 电路中加有人工色饱和度控制, 由装在彩色电视机面板上的一个电位器手动控制色度通道增益。,图9-23电路中, 电位器RW就是人工色饱和度调节用的, 由它可控制输出色度信号的大小。 这种方法直接通过对信号的分压而调节信号幅度, 所以称为交流控制法。 交流控制虽然简单, 但电位器上直接通过4.43MHz左右的高频色度信号, 并且电位器又安装在面板上离色度通道较远, 两者之间较长连线的分布电感、 电容将对色度放大器的特性产生不良影响, 连线长也易受干扰且容易引起寄生振荡。为此常采用另一种方法, 称为直流控制法。,图9-27示出集成块TA7139AP中人工色饱和度控制电路, 采用

41、的就是直流控制方式。从色同步分离级过来的色度信号加到V24射极, 经V24 、V22两级共基放大后由V20射随从19脚输出。20脚外接的RW1就是色饱和度调节电位器。 当RW1调到最下端时, V34截止, 电流源Io电流全部由V5提供。电路设计成Ub23Ub24, 故V23导通, V24截止, 没有色度信号送到V22, 色饱和度为零。,图 9-27 TA7193AP中人工色饱和度控制,当RW1往上调时, 20脚电位升高使V34导通, Io电流由V5、V34共同提供, Ub24上升使V24开始导通, V23导通程度减弱, 此时就有色度信号经V22等输出。 RW1越往上调, V24导通越强, 增益

42、也越大, 因此色饱和度也越高。 当20脚电位达12V时, V23载止, V24最大放大使色饱和度最高。 由上述过程可见, 它是采用改变直流电位的方式来调节色度通道的增益, 达到调节色饱和度的目的。由于RW1上不通过色度信号, 所以对连接RW1的引线长短没有苛刻的要求。18脚外接的RW2是对比度控制电位器, 在改变对比度的同时也调节了Ub22, 即调节了V22的增益, 使色饱和度发生变化。这种方式可以保持亮度信号幅度与色度信号幅度的比例基本不变, 故被称作对比度/ 色度跟踪调节。 V78受消色电压控制, 当接收黑白电视信号或彩色信号较弱时, 消色电压UACK使V78饱和导通, 则V34截止使V2

43、4也截止, 关闭了色度通道。,18脚外接的RW2是对比度控制电位器, 在改变对比度的同时也调节了Ub22, 即调节了V22的增益, 使色饱和度发生变化。这种方式可以保持亮度信号幅度与色度信号幅度的比例基本不变, 故被称作对比度/ 色度跟踪调节。 V78受消色电压控制, 当接收黑白电视信号或彩色信号较弱时, 消色电压UACK使V78饱和导通, 则V34截止使V24也截止, 关闭了色度通道。 9.2.2 延时解调器(梳状滤波器)电路 前已述之, PAL制的色度信号包括相位正交的u和v两个分量, 并且v分量是逐行倒相的。,因而在传输过程中当出现相位畸变引起色调失真时, 其相邻行会出现互补的色调畸变,

44、 解码时将每相邻两行色度信号相加取平均即可克服这种相位畸变引起的色调失真。 目前在彩色电视机中普遍采用的是PALD解码方式, 它采用延时解调电路来将相邻两行的色度信号平均, 其基本工作原理在第四章已作详细分析, 本节介绍它的电路组成。 图9-28是一种延时解调器的实际电路, V1是色度信号激励级, 以弥补超声玻璃延迟线的插入损耗。 当接收正常强度的彩色电视信号时, 消色电压UACK较高, VD2导通使V1基极电位被限定, 所以 V1稳定地工作于线性状态。 而接收黑白电视信号或彩色电视信号较弱时, 消色电压UACK为零, VD2 、 V1就被截止, 从而关断了色度通道。,图 9-28 延时解调电

45、路之一,电路中L3为V1提供直流通路, 而对色度信号阻抗很大 电容C6用来旁路信号中的高频杂波。 二极管VD1可使正向大幅度杂波短路, 负向大幅度杂波将使V1的发射结截止, 因而也无输出。 两种作用的结合构成了双向杂波切峰电路, 可无失真地传送正常幅度的色度信号, 仅消除掉杂波高峰。 V1的集电极负载是两个串联相接的调谐回路: 一个是L2、 C3、 R3组成的并联谐振回路, 其上取得直通信号, 经C4、 RW2和C5等耦合到变压器T的次级绕组中心抽头 另一个是L1、 C2和延时线的输崐入电容组成的并联谐振回路, 回路两端的谐振电压激励超声延时线DL输入端, 延时一行的信号加到裂相变压器的初级

46、, T的次级就呈现极性相反的两个延时信号。,两延时信号分别与降在R4上的直通信号相加和相减, 获得的v分量加到V3基极, u分量加到V2基极, 经V3、V2放大后分别送往V、 U同步检波器。,为能完善地分离色度信号的两个分量, 直通信号与延时信号的幅度应相等, 两个通道(指直通和延时)的幅频特性在通带内应完全一致 延时信号对副载波而言的相延时应为63.943s (副载波半周期的整数倍), 群延时差等于行周期。为满足这些要求, 电路元件的作用如下: R1是延时线DL输入端的匹配电阻, 对L1、 C2并联谐振回路也有扩展带宽作用, 以保证色度信号整个频带都能顺利通过。 R2为DL输出端的匹配电阻。

47、 R3对L2、C3并联谐振回路起降低Q值、 展宽带宽的作用。RW2调节直通信号的幅度, 使到达输出端的直通信号电压幅度与延时信号电压幅度相等, 实现幅度平衡。 相延时的调整是调节L2、 C3并联谐振回路对4.43MHz副载波频率失谐来完成的。,图9-29是TA7193AP集成块外围配接的梳状滤波器电路, 它也有一级分立元件色激励以补偿超声延时线的插入损耗。V1集电极同样有两路输出, L1、 C1与延时线输入电容构成并联谐振回路, 回路两端的谐振电压激励超声延时线输入端。 延时一行的信号由DL输出端C2和L2上半段并联谐振回路选出, 并由L2构成自耦变压器而将延时信号分相成两个极性相反的信号。

48、在RW上取得的信号是由C3耦合到L2中心抽头成为直通信号, 调节RW应达到直通信号和延时信号的幅度平衡。延时信号与直通信号进行加、 减运算, 相加端输出v信号, 相减端输出u信号, 从而完成了v、 u两个色度信号分量的分离。,图 9-29 延时解调电路之二,9.2.3 同步解调电路 PAL制两个压缩了的色差信号U和V是以平衡调幅方式调制在色副载波上, 因此, 从延时解调器分离出的u、 v信号是抑制了副载波的平衡调幅波, 必须采用同步解调电路才能正确地还原出原调制信号U和V。 图9-30是一种常用的取样式同步解调器电路, 图中C1=C2, R1=R2, VD1和VD2是两个参数相同的二极管, 用

49、作开关工作。 本机恢复的副载波加至变压器T的初级, 在T的次级感应出两个大小相等、 极性相反的副载波电压u1、 u2。 待解调的色度信号uc由VD1、VD2连接点P引入, 幅值比u1、 u2小很多。 解调出的信号则由Q点经低通滤波后输出。,电路的工作原理如下: 没有色度信号时, 在副载波正半周VD1 、 VD2导通, C1、 C2充上如图极性的电压, 因电路参数取CrDTsc (C1=C2=C, rD为二极管正向导通电阻, Tsc为副载波周期), 故C1、 C2上迅速充到副载波电压的峰值。 副载波为负半周时VD1、VD2截止, C1、C2通过R1、 R2以及负载RL放电, 由于放电时间常数取R

50、C Tsc(R=R1+ RL或R2+RL), 所以仅放掉很少的电荷。 经过很短的过程, C1、C2上建立了接近副载波峰值的反向偏压, 以后就只有当副载波正半周的峰点时才使二极管VD1、VD2导通。,当在P点加上色度信号, 在副载波正峰点二极管导通时, 若uc=0, 则C1、 C2上充得大小相等、极性相反的电压, Q点输出为零 若此时色度信号为正值, 经VD2充入C2的电荷就比通过VD1充入C1的多, Q点输出电压为与色度信号成正比的正值反之, 若色度信号为负值, Q点输出正比于色度信号大小的负值。由此可见, 电路相当于在副载波的正峰点对色度信号uc进行取样, 故称为取样式同步解调器。,图 9-

51、30 取样式同步解调电路,若uc为平衡调幅波u信号, 如图9-31(b)所示, 则基准副载波(图(a)正峰点取样的值为图(c), Q点输出了解调后的色差信号。 充电时间常数rDC Tsc较容易满足 放电时间常数需RCTsc(0.226s), 但这就不易满足了, 因为为解调出色差信号还必须满足RCTC(色差信号周期)。若取色差信号带宽为1.3MHz, 则TCmin=1/1.3=0.77 s, 这样就是0.226sRC0.77s, 可见时间常数RC的可选范围是相当窄的。,图 9-31 同步解调波形图,在集成电路中常由模拟乘法器来完成同步解调, 设平衡调幅波u信号为u1(t)=U(t) sinsct

52、, 解调副载波u2(t)=U2sin (sct+), 将它们加到模拟乘法器相乘后输出为 u0(t)=u1(t)u2(t)=U(t)sinsctU2sin(sct+)= U2U(t)cos(2sct+)+cos (9-7) 用滤波器滤除2sc分量, 得到的输出为 uo(t)= U2 U(t) cos (9-8) U2、cos都是常数, 所以就得到解调后的输出信号U(t)=U。,从(9-8)式可见, 输出的解调后色差信号U与u1(t)、 u2(t)间相位差的余弦cos成正比。为获得最大输出, 要求=0或180, 若=90, 就使输出等于零了。 由此可见, 若用cossct的副载波就解不出U信号,

53、但根据上述同样的道理, 用cossct的副载波却可以解调出V信号。 集成块TA7193AP内部同步解调用的双差分模拟乘法器简化电路如图9-32所示, 图中每一方框代表一级差分对管。左边的VD1、VD2和VD3三对差分管构成的模拟乘法器是U同步解调器, -u信号从脚送入, 与0初相的副载波相乘。 适当控制VD1、VD2双差分对的增益(即相乘系数)使输出是U去压缩后的B-Y色差信号, 经V126跟随从23 脚输出。,右边的VD4、VD5和VD6三对差分管则构成解调V信号的模拟乘法器, v信号从脚加进去, 由于v是逐行倒相的, 所以与它相乘的副载波也是逐行反相的, 即NTSC行时副载波初相为+90,

54、 PAL行时初相为-90, 这样, 经V127射随从24脚输出的就是正确的R-Y色差信号了(去压缩同样是控制VD4、VD5增益)。 M点得到的-(B-Y)和N点得到的-(R-Y)加到R134R136的电阻矩阵, 可以推得, 经V128跟随的信号为 (9-9) 比较(9-9)式和(9-1)式可知, 只要正确选取R130、R134、R135以及R132的数值, 即可从脚输出G-Y色差信号。,图 9-32 集成同步解调器简化电路,9.3 彩色副载波恢复电路,9.3.1 压控晶体振荡器 为使恢复的副载波频率稳定度高、控制特性好, 彩色电视机中多采用压控晶体崐振荡器。 晶体的电路符号、 等效电路和阻抗频

55、率特性分别如图9-34中(a)、 (b)和(c)所示。 从图可见, LS、 CS组成串联谐振回路, 串联谐振频率为,（9-10）,图 9-33 副载波恢复电路组成,串联谐振时Q值为 由于等效电感LS很大, 而等效电容CS很小, 所以Q值很大, 可达几万甚至几百万。 LS、 CS又与CP组成并联谐振回路, 并联谐振频率为 (9-12) 由于CP CS, 故P与S十分接近。 石英晶体在S P时呈感性, 在S或P时均呈容性。,(9-11),图 9-34 晶体的电路符号与特性,晶体在振荡电路中一般均工作在S与P之间的感性区域内, 所以等效为LC回路中的电感。但这一区域很窄(电视中用的4.43 MHz晶

56、体区域宽度约2202 200Hz之间), 并且只有这个区域振荡器才满足振荡条件, 所以石英晶体振荡器的频率稳定性高, 频率误差小。 图9-35是一分立元件副载波晶体振荡电路, 图中C2、 C3容量较大, 对副载波相当于短路, 故相关振荡的电路可等效成图9-36(a)。 电感L、电容C4与变容管等效电容CDB构成一个对4.43 MHz呈容性失谐的并联回路, 总的等效成电容CDB (图9-36(b)。,可见, 整个电路相当于电容三点式振荡电路, 振荡频率由晶体等效电感LQ及CDB、C1决定。由鉴相器送来的误差控制电压UAPC作用到变容二极管, 以改变CDB来调整振荡频率和相位, 因此称为压控晶体振

57、荡器。调节L也可改变CDB, 故调试机器时可微调L使振荡器的自由振荡频率接近4.43MHz, 以利于锁相环路的工作。,图 9-35 分立副载波晶体振荡器,图9-35电路加有副载波稳幅电路, 由二极管VD、 电容C5以及R1、R2、R3组成。它的实质是检出副载波放大器V2输出幅度的变化反馈去控制振荡管V1的基极电压来调节振荡的强弱, 自动稳定输出的副载波幅度。 上面介绍的压控振荡器是由鉴相器输出的误差电压通过改变振荡回路变容二极管电容来调整频率的, 由于变容二极管较难集成, 因此在集成压控振荡器中一般不采用这种方法。 ,图 9-36 振荡器部分等效电路,图9-37是集成压控振荡器常用的一种方案。

58、设集成运放无附加相移。外接晶体与RC元件组成一个移相网络, 若其对某一工作频率时相移为滞后90(即-90), 则内部有源可变相移网络在此频率上应相移超前90, 使整个环路相移为0, 就可满足振荡的相位条件, 加上运放的增益而满足幅度条件, 振荡器就可以产生振荡。,图 9-37 集成压控晶振一种方案,图9-38是集成块TA7193AP中压控晶体振荡器电路, 其中V109V112组成运放, V94V97及V107、V108组成可变移相器 、 、 脚外接包含晶体的移相网络。L1、 L2用以提供直流通路, 对副载波感抗很大, 相当于开路。 在副载波频率SC时R=1/(SCC)成立, 所以U3滞后于U2

59、 45。 振荡器在锁定后可输出三种标准相移的副载波电压: 一路是经V115射随的初相90副载波, 送往PAL开关及加到V110基极 另一路是V104跟随输出初相为135的副载波, 送往鉴相器作误差比相信号及加到V109基极 第三路是U2和U3在V109 、V109差分放大器作矢量相减, 在V109集电极输出初相0的基准副载波U4, 送至B-Y同步解调器。,图 9-38 TA7193AP中压控振荡器电路,下面分析此电路之所以能振荡的正反馈回路。U2初相为135, U3滞后U2 45, 矢量图如图9-39(a)所示。 它们作用到差分放大器V109、V110时, V110输出的集电极电流I1与U2-U3反相。U3同时作用到差分放大器V111、V112, V111集电极电流I2与U3同相。I3为I1和I2的矢量和, 经V99共基放大后流入负载R102。U2作用到V108基极, 差分放大器V108、V107的集电极电流I6、 I5分别和U2同相和反相。只要脚与脚间包含晶体的移相网络移相-90, 正反馈的相位条件就满足了。加上各级放大器的增益是容易满足振幅条件的, 电路就形成自激振荡。,图 9-39 矢量图和压频特性,下面再看压控调整频率和相位的过程。 当UAPC不等于零