AB类音频放大器设计谈.doc

音频设计一直是大多数电子工程师热衷的课题，在音频设计中人们对完美的追求远远超过对成本的考虑。然而，最简单的电路有时可提供最佳性价比方案。虽然市场上众多新的低功率扬声器彰显出向D类音频性能发展的趋势，但就低成本、低失真和低噪声而言，AB类音频性能仍然最有竞争力。 差分AB类输出 AB类结构提供的信号与噪声加失真比可能比D类好达十倍。它的结构更简单、输出端无需电抗滤波器件、输出信号中也不会出现由频率高达几百kHz的切换所产生的电磁辐射。然而，AB类输出级还只是低噪声和低成本音频放大器结构的一部分。另外，系统设计还证明若要在低频率下提供良好的音频性能，扬声器必须使用大容量的耦合电容器。即便是有相当高阻抗的扬声器，也需要一个几千微法的电容器来提供极低的阻抗以获得足够的驱动。AB类差分输出解决了这一问题，它可以直接驱动扬声器而不需要采用隔直流电容。另外，与传统的单端驱动相比，如果差分输出信号反相，负载将获得两倍的输出电压。 差分输入级和噪声性能 差分输入级也能为放大器的噪声性能带来好处。噪声可以从两方面污染信号，即地线上的噪声和耦合到信号中的噪声。 在所有的混合信号音频设计中，附近会有一些数字电路，通常很难实现两个地平面(一个模拟、一个数字)的理想布放。因此，高速数字噪声会耦合到模拟地上，从而极大地降低高性能放大器所炫耀的信噪比。在高精度模拟设计中，一般都假设地线实际上永远不会达到零伏。在地线上分别存在低频和高频噪声，前者是由流入模拟器件的电源端的电流所引起，而后者则通常由流入数字器件电源端的浪涌电流以及信号线和地之间的耦合噪声所引起。如果输入信号的参考地为噪声地，那么该噪声将被丝毫不差地出现在放大器的输出端。 除了放大器的地线噪声外，噪声还可能从周围电路中耦合到信号中。例如，手机中的噪声可能来自射频电路、高速数字电路或者几个开关式稳压器。 差分输入级克服了地噪声和信号噪声，而只有需要的信号才被放大。如果在PCB上输入信号线靠的很近并相互并行，耦合到输入端的任何噪声将是共模的，因此不会被放大。所以在设计优良的差分输入级里，输入电路的精确匹配意味着在每个输入上的任何失真通常都是相同的，因而会被差分输入级的差分特性抵消掉。 差分输入/输出放大器理论分析 图1给出了奥地利微电子公司的一个1.8W的AB类差分输入、差分输出音频放大器的原理图。 图1：AB类差分输入、差分输出音频放大器原理图。 分析电路前，我们先看看流入差分输入的反向和同向端的电流。因为放大器的输入阻抗高，任何流入RIN1的电流都通过RF1并到达输出口。同样地，任何流入RIN2的电流都通过RF2并到达输出口。这样就产生以下公式： 因此, 同样地, 因此, 当放大器处于线性模式时，V-V+。如果RF1=RF2RF，且RIN1RIN2RIN，则V+V-最终成立。换言之，输出口的差分信号等同于输入口的差分信号乘以反馈电阻器与输入电阻器之比。这与传统的运算放大器没有什么不同。 设计实用的东西 有了真实的电路，应用指南才会完整。该所选电路是一个低音增强放大器，其输入来自传统的MP3芯片集(即奥地利微电子公司的AS3525单芯片MP3播放器)，通过放大低于100Hz的频率来从一定程度上提升低音，并为电脑扬声器提供足够的驱动。很多人拥有MP3播放器和带扬声器的电脑。因此设计融合这二者的电路使用户能够通过现有的电脑扬声器听MP3音频不失为明智之举。该放大器是围绕AS1702 1.8W音频放大器来实现的。图2所显示的是最终的放大器电路图。 图2：用AS1702实现的最终放大器电路图。 反馈电阻器RF1被由Cs和Rs构成的随频率变化的电路所旁路。在低频段，Cs为高阻抗，则增益被简化为： 随频率的增加，Cs与RF1并联提供低阻抗来降低增益。串联电阻器Rs提供一个增益进入稳定区的零点，并最终在高频段提供单位增益。 另一个差分输入上的反馈网络同上。电路的增益正比于： 分母等于0对应着频率开始衰减的起点，而分子等于0时则增益进入稳定的增益1。选取Cs5nF、Rs100k、RF1300k、RIN75k。则频率为80Hz时开始衰减，318Hz时稳定下来。图3是理论衰减特性(不过Excel不能计算相位)，图4是实际得到的结果图。 图3：低频放大器的理论衰减特性。 图4：用AS3525实现的音频放大器的频率响应实测结果。 实际收听测试表明该电路确实增强了低音并提供了良好的性能。为给低音增强一个更高的带宽，把串联电容器从5nF变到2nF以使衰减频率结束点减小到200Hz。 电路由标准容差为2%的电阻器和容差为10%的电容器构成。用一个惠普HP339A失真仪来测量失真。观察如图5所示的低音放大器的失真，表明就所使用的元器件而言，这种方式可用于许多手持式音频设备。由于失真与反馈元件的匹配直接相关，那么这些元件的选择在设计预算许可的情况下应尽可能精确。 图5：低音放大器的失真实测结果。 图6：平衡改变周边元器件对失真的影响不大。证明失真主要是AS1702内部所引起。 作为一个试验，把串联反馈电容器Cs短路，来看看所产生的结果很有趣，因为它相当一个很大的容差，所以可能想象会在很大程度上增加失真，其结果如图6所示。但比较图5和图6我们可以发现，电容器虽然增加了衰减频率上的失真，但在音频波段的大部分频率上，两种情况下的失真都维持在0.7%以下。 于是我们决定用一个精密的电阻器网络在AS1702周围进行一些单点测量。所使用的是Vishay ORNA2-1电阻器网络，它由两个10k和两个5k电阻器组成，两者的误差均为0.05%。测量结果与图6所示差别不大，这说明图6所示的失真主要是由AS1702内部的失真导致，而不是由周围的电阻器组造成的(串联电容器此时仍旧处于短路状态)。 为进一步证明两个反馈电阻器和两个输入电阻器相互间需要保持一个接近的容差，我们将一个680k电阻器与一个300k反馈电阻器(即RF1)平行放置，然后重新进行上述的单点失真测量。当频率在10Hz时失真为1.5%，频率在30Hz时失真为1.35%，而频率在100Hz1kHz之间时失真为1.2%。与图6所示的0.06%失真相比，上述理论得到验证，即：为获得最佳性能，各个