节能小功率开关电源设计.doc

1 概述1.1 开关电源的发展和状况1955年美国罗耶(G H Roger)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛(Jen Sen.)发明了自激式推挽双变压器，1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想。到了1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25kHz的开关电源。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。市场上DC-DC开关电源中，用MOSFET制成的300-500kHz电源，早己实用化，但其频率有待进一步提高.要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生谐波干扰。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性.其中，为防止随开感应电动势所发生的电压浪涌，可采用R-C或L-C缓冲器。不过，对1MHz以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前，世界上许多国家都在致力于数兆赫兹的变换器的实用化研究。开关电源向集成化方向发展将是未来的主要趋势，功率密度将越来越大，对工艺的要求也会越来越高。在半导体器件和磁性材料没有新的突破之前，重大的技术进展可能很难实现，技术创新的重点将集中在如何提高效率和减小重量.因此，工艺水平将会在电源制造中占的地位越来越高。另外，数字控制集成电路的应用也是将来开关电源发展的一个方向，这依耐于DSP运行速度和抗干扰技术的不断提高，至于先进的控制方法，目前已经有模糊控制、嵌入式MCU等控制方式移植到开关电源，相信随着数字控制的普及，今后还会有一些新的控制理论运用到开关电源中来。为了以更低的功耗获得更高的速度和更佳的性能，半导体器件正在向1V工作电压发展，这也对DC/DC变换器提出了更高的要求。由于便携产品将率先采用1V工作电压，因而对电源效率和功率密度的挑战显得更为严峻。除了需要增添更多的功能外，还需要延长电池的使用寿命，并缩小系统体积。随着便携系统内部功能的增多，对电源的要求也相应提高。电源效率的改善则意味着新一代便携系统需要承受指数级增长的电流，系统体积小，散热能力差，更容易产生过热。因此系统散热成为令人关注的问题。在输出等于1V的电压下维持较高的效率是非常困难的。如果输入和输出电压之间的差值增加，更难获得高性能。为此，必须找到适合高性能、小体积、长时间运行便携系统的方案。1.1.1 国外开关电源的发展概况12自20世纪90年代以来，许多新的领域和新的要求对开关电源提出了更新更高的挑战。正是由于外界的这些要求推动了两个开关电源的分支技术一直成为当今电力电子的研究课题，即有源功率因数校正技术和低压大电流高功率DC/DC变换技术。另外由于技术性能和要求的提高，使得许多相关技术课题的研究，正在迅速增加。（1）电路集成和系统集成及封装工艺的发展动态 开关电源的发展方向是模块化、集成化和智能化。近几年来具有各种控制功能的专用芯片发展很迅速，如功率因数校正（PFC）电路用的控制芯片，软开关控制用的ZVS、ZCS芯片，移相全桥用的控制芯片，ZVT、ZCT、PWM专用控制芯片，并联均流控制芯片以及电流反馈控制芯片等。由于其外部接线、焊点减少，可靠性显著提高。集成化、模块化使电源产品体积更小、可靠性更高，给应用带来极大的方便。（2）功率因数校正技术的发展动态 功率因数校正的概念起源于20世纪80年代，但被重视和推广则在80年代末期和90年代。欧洲和日本相继对开关电源装置的输入谐波要求制定了标准。目前有两个标准，即IEC555-2和IEC1000-3-2。这使得研究PFC技术已成为电源界的热点。通常有两大类PFC技术：一类是无源PFC技术，另一类是有源PFC技术。前者采用无源元件来改善输入功率因数，减小电流谐波，以满足标准要求。其特点是简单，但体积庞大、笨重，有些场合无法满足要求；后者是用一个变换器串入整流滤波与DC/DC变换器之间，通过特殊的控制，第一强迫输入电流跟随输入电压，从而实现单位功率因数，第二反馈输出电压便随之稳定，从而使DC/DC变换器的输入实现预稳。这种方法的特点是控制复杂，但体积大大减小。另外，第二级的设计也易优化，进一步提高性能。有源功率因数校正技术的目的在于改善开关电源的输入功率因数，减小输入谐波以满足IEC1000-3-2标准。具体的实现方法很多，但主要的方法有两种。一种是在整流滤波和DC/DC功率级之间串入一个有源PFC作为前置级，用于提高功率因数和实现DC/DC级输入的预稳，这种方法称为两级PFC技术。一般用于较大功率输出的应用场合，另一种办法是努力将PFC级与DC/DC功率级中的一些元件共用，并实现统一控制，通常共用的元件是MOSFET，目前，将这种方法称作单级PFC技术，这种技术由于控制简单，元器件较少，因此小功率应用场合非常适合，但它的功率因数，谐波等指标，与功率级效率、输入电压范围、负载范围等密切相关，因此设计和优化显得尤为重要。（3）低压大电流输出电压变换技术的发展动态低压大电流高功率DC/DC变换技术，已从前些年的3.3V降至现在的1.0V左右，电流目前已可达到几十安到几百安。同时，电源的输出指标，如波纹、精度、效率、欠冲、过冲等技术指标也得到进一步提高。所有这些使得这一分支技术的研究在当今乃至今后一段时间内，都将成为电力电子界的热点。它的研究内容非常广泛，包括电路拓扑结构动态问题（尤其是负载的大信号动态问题）、同步整流技术、控制技术以及其他相关技术的研究，诸如布线、集成磁技术、包装技术、高频功率器件技术等。1.1.2 国内开关电源的发展概况（1）电源技术的发展21世纪我国通信、信息、家电和国防等领域的电源普遍采用高频开关电源，相控电源将逐渐被淘汰。国内开关电源技术的发展，基本上起源于20世纪70年代末和80年代初。当时引进的开关电源技术在高等院校和一些科研院所停留在试验开发和教学阶段。20世纪80年代中期开关电源产品开始推广和应用。20世纪80年代开关电源的特点是采用20kHz，脉宽调制（PWM）技术，效率可达65%-70%。经过20多年的不断发展，开关电源技术有了重大进步和突破。新型功率器件的开发促进了开关电源的高频化，功率MOSFET和IGBT可使中小型开关电源工作频率达到400kHz，（AC/DC）或1MHz（DC/DC）；软开关技术使高频开关电源的实现有了可能，它不仅可以减少电源的体积和重量，而且提高了电源的效率，国产6kW通信开关电源，采用软开关技术，效率可达93%；控制技术的发展以及专用控制芯片的生产，不仅使电源电路大幅度简化，而且使开关电源的动态性能和可靠性大大提高；有源功率因数校正技术（APFC）的开发，提高了AC/DC开关电源的功率因数，既治理了电网的谐波污染，又提高了开关电源的整体效率。在开关电源的所有应用领域内，通信电源是增长速度最快的一部分。新型磁材料和新型变压器的开发，新型电容器和EMI滤波器技术的进步，以及专用集成控制芯片的研制成功，使开关电源实现了小型化，并提高了EMC性能。微处理器监控技术的应用，提高了电源的可靠性，也适应了市场对其智能化的要求。新型半导体器件的发展是开关电源技术进步的龙头。目前正在研究高性能的碳化硅半导体器件，一旦开发成功，对电源技术的影响将是革命性的。此外，平面变压器、压电变压器及新型电容器等元器件的发展，也将对电源技术的发展起到重要作用。另外，集成化是开关电源的一个重要发展方向。通过控制电路的集成、驱动电路的集成以及保护电路的集成，最后达到整机的集成化生产。集成化和模块化减少了外部连线和焊接，提高了设备的可靠性，缩小了电源体积，减轻了重要。总之，高效率、小型化、集成化、智能化以及高可靠性是大势所趋，也是今后的主要发展方向。（2）电源生产的发展 在开关电源领域，民族产业一直占有举足轻重的地位。在开关电源应用的起步阶段，很多生产厂家采取的都是小作坊式的生产模式。经过20余年的不懈努力，逐步向大规模生产转化，产品也从单一品种走向系列化。现在，我国已形成一批上亿元、甚至10亿元以上产值的电源企业，有些产品已进入国际市场。（3）电源市场的发展 我国信息产业、国防工业、家电行业，特别是电信业的迅猛发展，是电源市场发展的强大动力。据国家统计局最新资料显示，当前我国电子信息产业的产区、产出、销售总规模以及对国家经济增长的贡献，均居全国各工业行业之首，成为我国工业第一支柱产业。由于开关电源巨大的市场需求，孕育了大批电源的生产企业。成规模的企业有十几家，分为三种类型：第一类是自主研制开发，已生产出具有先进水平的系列电源产品，不仅可以满足各种电子设备的需要，而且在航空、铁路、电力、国防及家电等领域中得到了广泛应用；第二类是中外合资企业，采用国外较为先进的技术，在国内用户中有较高的信誉度；第三类是进口部件在国内组装，然后直接销售到国外市场，这些产品质量好，但成本也高，对国内市场适用能力较差。1.2 串联稳压电源与开关稳压电源的节能比较251.2.1 串联稳压电源图1.1为串联稳压电源的原理图，简要说明如下。市电经过工频变压器T1降压，通过VD1VD4和C1整流滤波为直流电压，提供稳压器的供电电源，经R1、R2、A1输出取样比较。A1输出的误差电压加至调整管VT1的基极，改变VT1的管压降。输出电压升高时，VT1的管压降增大，使输出电压VO重新恢复到原来的整定值。图1.1 串联稳压电源的基本电路图 这种电源缺点在于：T1工作于市电频率，体积大而且笨重，对小功率变压器，效率一般为60%70%；全波整流输出电压为V2的90%；输出调整管VT1一般工作在放大状态，所消耗的能量占输出电压的1/3。当输出电流为1A，电压为12V，则输出功率12W，调整管VT1消耗的功率约6W。1.2.2 开关电源的节能原理如图1.2示为单端正激式开关电源电路，市电经过VD1VD4全桥整流、C1滤波形成高频逆变器的直流供电电源。VT1在高频PWM驱动脉冲的作用下，处于高频开关状态。高频变压器一、二次测两端产生与VT1开关频率相同的高频脉冲，正脉冲（VT1导通时间内），一次侧的能量因VT5导通而传输至二次侧，负脉冲（VT1截止），C1储能经续流二极管VD6和负载形成回路为负载提供电能。图1.2 开关电源的原理图开关稳压电源特点：T1工作于高频状态，导通损耗小，效率比串联稳压电源高；使用的元器件体积小，重量轻，便于移动和使用；调整管工作在开关状态，功耗很小，效率可高达90%。1.2.3 两种电源的比较开关稳压电源比起串联稳压电源，具有两个明显的优点：（1）效率高。采用占空比控制的开关电路，在理想情况下，只进行能量的变换而没有损耗。实际上，电源的总效率可以达到85%98%，远远高于串联稳压器（30%50%）。（2）体积小、重量轻。开关电源采用较高的开关频率，一般高于20kHz。此时，电路中的电感、电容等滤波元件和变压器的体积都大大减小，同时铜耗和铁损也相应减少。1.3 小功率开关电源分类小功率开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类。1.3.1 DC/DC类开关电源 DC/DC类开关电源是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波器。斩波器的工作方式有两种：一是脉宽调制方式T不变，改变频率调制方式t（通用）；二是频率调制方式t不变而改变T（易产生干扰）。其具体的电路有以下几类13。（1）Buck电路降压斩波器，其输出平均电压UO小于输入电压UD，极性输入/输出相同。其电路原理图如图1.3所示：图1.3 Buck电路原理该电路使用IGBT，在图1.3中，为在V关断时给负载中的电感电流提供通道，设置了续流二极管VD。当t=0时刻驱动V导通，电源向负载供电，负载电压Uo=E，负载电流io按指数曲线上升。当t=t1时刻，控制V关断，负载电流经二极管VD续流，负载电压uo近似为零，负载电流呈指数曲线下降。为了使负载电流连续且脉动小，通常串接L值较大的电感。到一个周期T结束，再驱动V导通，重复上一周期的过程。当电路工作于稳态时，负载电流在一个周期的初值和终值相等，负载电压平均值为 （1.1）式中，ton为V处于通态的时间；toff为V处于断态的时间；T为开关周期；导通占空比，简称占空比或导通比。由此式知，输出到负载的电压平均值Uo最大为E，若减小占空比，则Uo随之减小。因此将该电路称为降压斩波电路，也称为Buck变换器。（2）Boost电路升压斩波器，其输出平均电压UO大于输入电压UD,极性输入/输出相同。其原理图如图1.4所示。该电路中也是使用IGBT。图1.4 升压斩波电路原理图分析升压斩波电路的工作原理时，首先假设电路中电感L值很大，电容C值也很大。当V处于通态时，电源E向电感L充电，充电电流基本恒定为I1，同时电容C上的电压向负载R供电，因C值很大，基本保持输出电压Uo为恒值，记为Uo。设V处于断态时E和L共同向电容C充电，并向负载R提供能量。设V处于断态时间为toff，则在此期间电感L释放的能量为（UoE）I1toff。当电路工作于稳态时，一个周期T中电感L积蓄的能量与释放的能量相等，即EI1ton=(UoE)I1toff (1.2)化简得 (1.3)上式中的T/toff1，输出电压高于电源电压，故称该电路为升压斩波电路。也称为Boost变换器。（3）Buck-Boost电路降压或升压斩波器，其输出平均电压UO大于或小于输入电压UD，极性输入/输出相反，电感传输。其原理图如图1.5所示。图1.5 升降压斩波电路原理图该电路中电感L值很大，电容C值也很大，使电感电流iL和电容电压即负载电压uo基本为恒值。该电路的基本工作原理是：当可控开关V处于通态时，电原经V向电感L供电使其贮存能量，此时电流为i1，方向如图1.5所示。同时，电容C维持输出电压基本恒定并向负载R供电。此后，使V关断，电感L中贮存的能量向负载释放，电流为i2，方向如图1.5所示。可见负载电压极性为上负下正，与电源电压极性,与前面介绍的降压斩波电路和升压斩波电路的情况正好相反，因此该电路也称作反极性斩波电路。（4）Cuk电路降压或升压斩波器，其输出平均电压UO大于或小于输入电压UD，极性输入/输出相反，电容传输。其原理图如图1.6所示。图1.6 Cuk斩波电路原理图当V处于通态时，E-L1-V回路和R-L2-C-V回路分别流过电流。当V处于断态时，E-L1-C-VD回路和R-L2-VD回路分别流过电流。输出电压的极性与电源电压极性相反。在该电路中，稳态时电容C的电流在一周期内的平均值应为零。当电容C很大使电容电压uc的脉动足够小时，输出电压Uo与输入电压E的关系可用以下方法求出： (1.4)这一输入输出关系与升降压斩波电路时的情况相同。与升降压斩波电路相比，Cuk斩波电路有一个明显的优点，即其输入电源电流和输出负载电流都是连续的，且脉动很小，有利于对输入、输出进行滤波。当今软开关技术使得DC/DC变换器发生了质的飞跃。美国VICOR开关电源公司设计制造的多种ECI软开关DC/DC变换器，其最大输出功率有300W、600W、800W等，相应的功率密度为6.2W/cm3、10 W/cm3、17 W/cm3，效率为80%90%。日本Nemic Lambda公司最新推出的一种采用软开关技术的高频开关电源模块RM系列，其开关频率为200300kHz，功率密度已达到27W/cm3，采用同步整流器（MOSFET代替肖特基二极管），使整个电路效率提高到90%。1.3.2 AC/DC类开关电源AC/DC类开关电源是将交流变换为直流，其功率电流流向可以是双向的。功率电流流向负载的变换称为“整流”，功率电流由负载传输回电源的称为“有源逆变”。AC/DC变换器输入为50/60Hz的交流电，必须经整流、滤波，相对来说体积较大的滤波电解电容器是必不可少的。同时，因遇到安全问题，如UL、CCEE等标准及EMC指令的限制（如IEC、FCC、CSA），交流输入必须加EMC滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制了AC/DC电源的体积进一步小型化。另外，由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决EMC电磁兼容问题难度加大，也就对内部高密度安装电路的设计提出了很高的要求。由于同样的原因，高电压、大电流开关使得电源工作损耗增大，限制了AC/DC变换器模块化地进程。因此，必须采用电源系统优化设计方法才能使其工作效率达到一定的满意程度。AC/DC变换器按电路的接线方式可分为半波电路和全波电路；按电路的控制特点可分为不可控、半可控和全控三类；按电源相数可分为单相、三相和多相。 1.4 本论文主要研究的内容随着电力电子技术的发展，社会对各种电子产品有了更高的要求，在党中央的提倡建设节能、环保的和谐社会的政策下。以前的家用电器的电源都存在能耗过大等很多不足。可以发现传统的电气设备用的稳压电源对电网的要求很高，对电网输入交流电压范围窄，效率低，电源整机效率小于80%。而且工作时需损耗大量的电能，且对周围的其它的用电设备产生干扰，谐波污染严重，根本无法达到节能高效的要求。针对以上不足，对开关电源进行节能小功率设计。该电源对电网输入交流电压范围宽：AC90264V（50/60Hz）。对交流电网的要求不高，电源设计采用相移脉宽调制零电压开关(谐振)全桥变换器。该变换器同时具有PWM方式和准谐振、多谐振开关变换器的优点，只是在开关转换时采用谐振方式，开关转换后仍采用PWM工作方式，既实现了软开关，大大降低了开关损耗，又以恒频方式工作，避免了准谐振、多谐振开关变换器工作频率变化及正弦波电流峰值大的缺点。论文的主要工作：（1）确定节能小功率开关电源的整体方案和各部分的电路方案。该电源由整流电路、功率变换电路、PWM控制模块、有源功率因数校正（PFC）电路组成。（2）设计相移脉宽调制零电压开关(PS PWM ZVS)谐振全桥变换器电路和以集成相移脉宽调制控制器UC3875为核心的控制电路。经电路仿真和实验优化主要电路参数。（3）设计以有源功率因数校正器（APFC）。对该电源进行功率校正消除其谐波污染同时功率因数的提高，加大了对电源的利用率。 2 节能方法分析与选择由于国家正提出对各种能耗产品采取限产，同时要减少对环境的污染，即要达到节能环保的目的，所以设计的电源电路就必须满足高效节能、环保等的要求。综合上述目标。为达到高校节能的目的该电源采用了有源PFC电路拓扑，提高功率因数，也就提高了电源的利用率从而实现高效节能。同时采用有源功率校正技术，抑制了谐波污染而实现环保。整流模块采用相移脉宽调制零电压开关(谐振)全桥变换器，该变换器同时具有PWM方式和准谐振开关变换器的优点，只是在开关转换时采用谐振方式，开关转换后仍采用PWM工作方式，实现了软开关，大大降低了开关损耗而没有造成不必要的功率损耗实现节能。2.1 整流电路的分析与选择2.1.1 变换器电路的分析与选择 开关电源采用常规的PWM方式（硬开关PWM调制方式）工作时，在开关转换期间，功率器件上会同时承受高电压和大电流，造成转换时功率损耗较大，有时功率器件发热严重，影响可靠性，而且随着工作频率的提高，这种现象更为严重。为了减少开关损耗，提高工作频率并增加可靠性，人们在PWM硬开关电路的基础上提出几种软开关电路拓扑，主要有准谐振开关变换器(QRC)，多谐振开关变换器(MRC)以及相移脉宽调制零电压 (零电流)开关谐振变换器。准谐振变换器和多谐振变换器优点是工作在谐振状态，实现了软开关，大大降低了开关损耗，而且可以吸收电路的寄生参数，几乎不产生电磁干扰。只不过输出同样功率时，与PWM方式相比，其正弦波电流峰值较大，所以对开关器件要求稍微较高，此外，较高的峰值电流引起的正向导通损耗增大，在一定程度上又抵消了一些降低开关损耗的好处，而且工作频率随输入电压和负载变化有一定的变化范围，不便设计输出滤波电路的参数。相移脉宽调制零电压开关(谐振)变换器仍采用PWM工作方式，只在开关转换时采用谐振方式，这样既克服了PWM方式硬开关造成的较大开关损耗问题，又实现了恒频工作，避免了准谐振和多谐振开关变换器工作频率变化及正弦波电流峰值大的缺点。 图2.1 相移ZVS-PWM变换器主电路原理图相移ZVS-PWM变换器必须用全桥电路实现，其原理电路如图2.1所示。从电路形式上看，它与常规的PWM全桥变换器电路完全相同。PWM变换器采用两个对角开关器件同时驱动导通，将输入电压交错加到高频变压器的初级，并用改变占空比即导通时间的方法实现调整。而在相移PWM电路中，四个开关管连续工作在约50%(略小于50%)的固定占空比上，然后控制左右两个半桥支路之间的相位关系，通过改变输出脉冲的宽度进行调整，当对角开关管同时导通时才输出功率。当接于电源正端的上部开关管（VT1，VT3）或接于负端的下部开关管（VT2，VT4）同时导通时，变压器初级实质上被短路，并被钳位于相应的输入电源母线端。由变压器漏感维持电流，创造了实现谐振转换的条件。因此，相移脉宽调制全桥电路同时具有脉宽调制电路和谐振电路的优点，选用此种电路，不但电路简单，而且容易获得较高的技术性能，也可显著提高开关变换器的开关特性。综合以上分析比较，使用相移ZVS-PWM变换器作为本设计用变换器。2.1.2 功率器件和高频变压器的选择 功率器件主要有双极型晶体管(GTR)，功率场效应管(MOSFET)和绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等。作为开关功率器件，双极型晶体管因出现的早，过去用的较多，价格较低，饱和压降较小，但这种管子的输入是电流驱动，基极驱动功率较大，驱动电路也较复杂，而且这种器件由饱和状态到关断状态时，由于要将过量的少数载流子从基区除去，所以有一个过渡的存储时间(一般常达几个s)，只有经过此段存储时间以后，器件才开始关断，集电极上才可以承受电压。因此该种器件的工作频率不可能很高，如果要提高工作频率，就要采用抗饱和电路，则增加了电路的复杂性，而且工作频率提高也很有限，另外，在器件的额定工作范围内会产生二次击穿现象，安全工作区窄，器件并联使用时，均流比较麻烦。场效应管是电压驱动器件，输入阻抗很高，几乎不需要驱动功率，大大简化了驱动电路，有时可由CMOS电路和集成电路直接驱动，该种器件不象双极型晶体管有少数载流子储存在基区电荷中，而是多数载流子器件，它不存在存储效应，没有存储时间，高的开关速度使器件在高频下可有效工作，提高了开关电源的工作频率。这种器件不存在二次击穿现象，它的安全工作区范围宽，由电压、电流的额定值和功率负荷所决定。场效应功率管和双极型功率管安全工作区在额定电压、电流相同情况下，场效应管的安全工作区明显较大。由于该种器件的漏源导通电阻RDS(ON)，具有正温度系数，当温度升高时，RDS(ON)，增大，当器件并联应用时，有自动均流作用，均流电路可以非常简单。该种器件的缺点是导通压降较大，而且对静电感应敏感，需要适当的静电放电保护措施。绝缘栅双极型晶体管(IGBT)是新出现的一种器件，是由场效应管和双极型晶体管组合而成，其输入电路如同场效应管，输出电路如同双极型晶体管，因此其输入阻抗高、输出阻抗低、饱和压降小，具有双极型晶体管和场效应管所具有的一些优点，而且耐压高，额定电流大，但其开关输出脉冲的后沿有一个1s长的拖尾电流，工作频率不能做得太高，而且价格较贵，通常认为，在中、小功率范围内，采用场效应管是适宜的，其开关频率很高，可以减少整个电源的体积、重量和成本，驱动可以采用简单的脉冲变压器，通过管子并联的方案可解决其容量不足问题，其耐压值较低适合单相交流输入的情况。绝缘栅晶体管输出容量大、耐压高、饱和压降小，是大功率开关电源的首选器件。综上所述，考虑到属于中小功率范围，采用单相交流电供电、全桥变换电路，对功率器件耐压和额定电流要求较低；并且应尽量使电路简化、工作可靠；尽可能提高工作频率，使体积缩小、重量减轻，我们选择了MOSFET场效应管。 由于功率转换电路工作在较高频率，接在高频变压器后的整流二极管也工作在较高频率，整流二极管也需用高频大功率管。大功率高频整流二极管工作在高频状态，应使用具有低的正向压降，小的反向电流，低的反向恢复时间和软恢复特性，同时具有足够的耐压，较高的浪涌能力的整流二极管。肖特基二极管的正向压降很低，其它方面的性能也比较好，但其耐压较低 (50V)，在本电源中无法使用，因此选用具有软恢复特性的快恢复二极管，以减小电源所产生的噪声高频变压器是变换器电路的关键部件之一，由于功率器件性能的改善以及软开关技术等的采用使得开关器件损耗大为降低，因此，降低高频变压器的损耗己成为提高开关电源效率的重要因素。硅(硒)钢片磁感应强度虽然很高，但在高频下损耗大，不能使用;铁氧体磁性材料电阻率高、高频损耗小，但它的饱和磁感应强度低，所以使用时，需要较大的磁芯面积，且具有易碎性，制造大型磁芯有一定难度；非晶态合金是近年来发展起来的新材料，其磁感应 强度高，电阻率大，对涡流阻力大，矫顽力小，损耗低，但以U型供货的磁芯磁感应强度大大降低，而以环形供货的磁芯绕制线圈比较困难，并且尺寸不够大，要满足较大容量的开关电源需求还有待进一步解决。鉴于以上分析，我们选用E型铁氧体磁芯绕制高频变压器，考虑到工作频率较高，为减小趋肤效应的影响，采用铜箔绕制。 2.2 控制电路的选择控制电路的主要功能为:给全桥变换电路的四个功率开关器件提供固定占空比的驱动脉冲，并控制左右两个半桥支路之间的相位关系，通过改变输出脉冲宽度对输出电压进行调整。对整流模块电路的检测、保护和告警，主要包括:输出直流电压过压、电流过流的保护及告警，电路过热保护，限流调节，交流电压过压、欠压保护，软启动及模块并联均流等功能。相移全桥变换电路需要专门控制芯片驱动。美国Unitrode公司推出的UC3875是专供移相全桥控制方案使用的PWM控制芯片，可驱动全桥变换器中的四个开关管。如图2.2为UC3875芯片引脚功能及内部框图。图2.2 UC3875芯片内部电路框图UC3875主要由以下几个部分组成:基准电源、振荡器、锯齿波发生器、误差放大器、软启动、移相控制信号发生电路、过流保护、死区时间设置、输出级。这是一种电压控制型和电流控制型相兼容的芯片，占空比可调范围为0100%，开关频率可以达1MHz,输入电压欠压锁定，低的软启动上升电流，四个输出可以直接驱动MOSFET，因此由该芯片构成的电路简单，所需外围器件少。在UC3875的基础上，采用其它集成电路芯片及相关电路进行检测，并实现整流模块输出电压过压、输出电流过流保护及告警，电路过热保护，交流电压过压、欠压保护，限流调节等项功能7。2.3 功率因数校正器2.3.1 谐波污染的发生与为害8近10年来，迅猛发展的电力电子技术使大量的直流开关电源更加广泛的应用在计算机、通信设备、电力系统、加电、邮电、金融、舰船、飞机等领域，老式的笨重、低效电源被众多轻巧、高性能新电源所替代。传统的AC/DC（交流/直流）电能变换器和开关电源，其输入电路普遍采用了全桥二极管整流，输出端直接接到大电容量电容器滤波器。虽然不可控整流器电路简单可靠，但它们会从电网中吸取高峰值电流，使输入端交流电流波形发生畸变。也就是说，大量电气设备自身的稳压电源，其输入前置级电路实际上是一个峰值检波器，在高压电容滤波器上的充电压，使得整流器的导通角减少为1/3，电流脉冲变成了非正弦波的窄脉冲，因而在电网输入接口端产生失真很大的谐波尖峰分量，它会到窜入电网，对邻近的计算机等重要电子设备的稳定工作产生严重的电磁干扰。峰值检波是传统的电源发生严重电流谐波污染的致命病根：电网输入整流器的导通时间只出现在输入电压幅度高于电容器充电电压值的一个较窄区间里。使交流电网一侧的功率因数PF(Power Factor)值下降到0.50.65。谐波电流干扰已成为强噪声发射源，危害了电网的正常工作，使220V交流电网输送线路上损耗剧增，浪费了大量的电能。同时产生很大的噪声污染。谐波电流污染的两大危害可概括为：（1）对稳压电源本身增大输入损耗，降低整机效率（无功损耗过大）；（2）对电网邻近用户尖刺噪声干扰，可能使电脑失控，配电盘过电流过热、温升过高而起火，危及电网的安全运行。为了克服上述缺点，提高电源效率，减少对环境污染，达到高效节能环保之功效，在这里使用有源功率因数校正器（PFC）来减小此危害。2.3.2 功率因数校正（PFC）技术的原理与分类概况（1）功率因数校正器的分类 功率因数校正PFC（Power factor Correction）是十几年电源技术进步的重大表现，它的基本原理是从电路上采取措施，使电流实现正弦波，并与输入电压保持同相位，正弦化就是要使其谐波为零，两波形同相位，就实现了功率因数PF=1的重要目标。功率因数校正方式分有源校正方式和无源校正方式两种。无源功率因数校正一般用于三相输入，而本设计的电源为单相输入，故选用有源功率因数校正器，即高频开关脉冲控制的有源器件PFC电路。它组成的开关电源主要由四部分组成：一是Boost储能电感（LB），二是整流器二极管（VDB），三是功率开关管MOSFET，四是集成电路控制系统，如图2.3所示。图2.3 加有高频PFC电路的开关电源(2)有源功率因数校正器（PFC）的原理 采用开关型变换技术，利用预调整器接收来自两个源的控制信息，即输入电流按正弦波规律变化，这种方式称为有源滤波方式。有源滤波方式的功率因数校正器也称为有源滤波器。有源滤波器的基本原理和波形如图2.4所示。图2.4 有源滤波器的基本原理和波形具体的工作过程为：电流参考来自输入全波整流后的正弦波电压，输出调整由正比于输出直流误差的因子乘以参考值所提供。整流后的类正弦信号用作控制电路的输入。由于峰值电流的检测控制方式具有较高的器质因数和较低的输入电流，因此其被认为是优良的控制方式。控制电路还应提供过电压关机和峰值电流限制功能，以保护开关管。合适的工作频率能保持预调整器开关管损耗最低（允许电路在95%效率下工作），大多数损耗的产生是MOSFET漏-源间电容充电切换和二极管的反间恢复电流所致。对于固定的工作频率，每个周期需要最小的“OFF”时间，即占空比要大，通常为95%。占空比由在输入正弦波上瞬时电压值所决定（电感电流为零）。占空比越高，干涸点就越低，谐波危害越小，功率因数越高。2.3.3 功率因数校正器的控制方法功率因数校正器的控制方法有乘法器控制PFC和电压跟随器控制PFC技术，在本设计中我采用了电压跟随器控制PFC技术。其电路框图如图2.5所示。图中Boost变换器工作在不连续导通状态，开关S由输出电压反馈误差信号控制。开关频率不变，开关周期为常数。因电感器电流峰值正比于交流输入电压，故输入电流波形自然会跟随输入电压呈现正弦波形。因此，可以省掉输入电流控制环路。多数开关电源的PWM控制IC均可用作电压跟随控制器。在不连续导通状态下，避免了输出二极管反向恢复电流对Boost变换器的影响。为抑制输入脉动电流，在储能电感器（LB）之前设LC低通滤波器，CF是一只高频小电容。图2.5 电压跟随器控制PFC框图因输入电还叠加了开关频率纹波，故电流连续型PFC控制可选择不同的反馈电流信号。有峰值电流型反馈控制信号与平均电流型反馈控制信号，由于平均电流控制的PFC电路性能优于峰值电流控制电路，在本设计中我选择了平均电流反馈信号控制PFC，经论证该功率因数校正器对电源的利用率有很大提高，同时对谐波污染有很好的抑制作用。3 单元电路设计由于采用MOSFET场效应功率管，其工作频率可以很高，但随着工作频率的提高，虽然变压器及滤波元器件尺寸将缩小，磁芯损耗和开关损耗却都会增大。综合考虑所使用的功率开关管的性能、变压器及滤波元件的尺寸大小、磁芯损耗和开关损耗，确定开关频率为50kHz。 3.1 开关整流电路部分的设计根据开关电源对高频开关整流模块的技术要求及相应的电路方案选择，高频开关整流模块主电路采用的原理电路如图3.1。图3.1 高频开关电流主电路原理电路图相移脉宽调制零电压开关(谐振)全桥变换器的工作原理如图3.2的电路图和波形图所示。如前所述，虽然在形式上它与常规的PWM全桥变换器电路相同，但开关管的驱动和工作方法是完全不同的。实际上，每个半桥支路上的开关管(左支路V1，V2或右支路V3，V4)的驱动波形的占空比略小于50%，存在一定的死区时间(即延迟时间)，设置延迟时间既是为了防止桥路直通造成电源短路，也是实施谐振的必要时间。图3.2(a)中所示的开关管都是由理想的MOSFET管、结电容、二极管组成，相移谐振工作是利用开关管内部的结电容和二极管来进行的。 （a）图3.2 相移PWM全桥电路及其波形（a）电路；（b）波形；（c）右支路实现零电压开关的谐振机理 在t0时刻之前，假定开关管V1，V4导通，流过变压器初级的电流IP将功率传递给负载。在t0时刻，V4管关断，由于输出电感L0的反射作用，IP继续流动，V4管已关断，IP流入V4管及V3管的结电容，使C4上电荷增加，C3上电荷减小，节点B的电压谐振上升，直到t1，时刻，V3管的本体二极管VD3正向偏置，VD3导通并钳位，维持到V3导通，这样就实现了V3管的零电压导通。t2时刻为V4管、V3管之间转换，右支路的死区时间的结束，此时电流继续流过 V1,V3，但没有电压加到变压器初级绕组。右支路实现零电压开关转换的谐振机理如图3.2(C)所示。 随后，V1管关断，在桥路的左支路死区时间内，节点A的电压谐振下降，直到V2管的本体二极管呈正向偏置，这样V2管也能在零电压下实现无损耗开通，其作用机理与右支路类似。虽然转换机理类似，但二者区别较大，在右支路V3,V4管转换前，变压器中流动着负载电流，输出滤波电感折合到初级，该电流使节点B的电压迅速升高，而左支路V1,V2管转换时，只有变压器的励磁电流和漏感起作用，因此，左支路比右支路转换需要较长的死区时间。在设计和调整电路时应充分注意这一问题。 3.1.1 交流输入滤波器的选型假定高频开关整流模块的效率高于90%，则交流输入功率应为: 在交流电网降为90%电压时，模块输入的交流电流为: 式中Po为整流模块的输出功率，Pin为输入功率，Ui为输入交流电压。 其工作电压为单相交流250V，5060Hz，电流为10A。3.1.2 二极管整流桥D1-D4的选择 考虑到市电电网的交流电电压值变化较大，其上限值取220V(1+20%)=264V,其幅值电压可达2641.414373.3V。由于整流桥中的二极管在承受反向电压时由两只二极管串联承担，轮流导电，每个整流二极管的平均电流等于输出电流平均值的一半，即=2.5A，因此，选取耐压为400V、电流为10A的整流桥完全可保证安全工作。 3.1.3 输入滤波电容CI的选型 当交流电源停电或漏掉一个周期波形时，一般希望整流输出电压能维持一段时间后再开始下降，取电源输出的保持时间td=10ms，整流输出电压从198V (220V0.9=198V)下降到150V时，输出才开始下降。根据能量守恒定律，在td期间输出的能量是由输入滤波电容C1，释放的能量供给的，因此： ； (3.1)故采用2只400V/200f的电解电容作为输入滤波电容。 3.1.4 开关功率管V1-V4的选择 在全桥脉宽调制型变换器中，开关功率管承受的稳态电压为输入直流电压。但由于高频变压器的漏感和换向电感以及集电极电路中引线电感的影响，在开关功率管关断时会产生反峰尖刺，在采用零电压开关和其它措施后，一般可将反峰尖刺限制在稳态值的20%以内。另外，还应考虑交流电网波动+20%的影响，所以开关管承受的电压应为220120%0.9120%=285.1V。 考虑到现有器件的情况，在实际应用时，只用到开关管额定电压的90%, 这样 0.9VDS=285.1V 则 VDS=285.1/0.9=316.8V 考虑到交流整流滤波电感可能造成的电压尖峰，功率管的耐压应留有一定的余地，因此，开关功率管的耐压VDS应不小于400V。 设高频开关整流模块的效率90%，则输入功率为: 在电网电压波动-10%时，输入全桥变换器的直流电压Vi为: Vi=220(1-10%)0.9=178.2V 设脉冲占空比最大为=0.8，则脉冲电流幅度为: 考虑到高频变压器次级侧整流二极管反向恢复时间的影响及容性负载引起的开关管开启时产生的电流尖峰，应取ID2A。除场效应管的漏源额定电压VDS及额定脉冲电流ID两个主要参数外，还应考虑场效应管应具有较低的导通电阻，较大的安全工作区等。综合考虑后选择国际整流器公司的产品IRFP460，其耗散功率为300W,漏源极间耐压500V,最大脉冲电流19A，完全能够满足实际应用的需要。 3.1.5 高频变压器B1的设计 己知输出功率选择变压器铁芯时，可根据下列数学公式。变压器的基本磁学关系式为: （3.2）式中e为绕组上的瞬时电压(V),N1为该绕组的匝数，Ae为铁芯截面 积(CM2),为磁通密度瞬时变化率(高斯/秒)。 根据式(3.1)，在T/2时间内铁芯磁通密度变化B为: (3.3)式中T为电路的工作周期。如图3.1所示，在全桥变换器中，在V1和V4导通时，edt具有一个正值伏秒面积，B为正值增量。在下一个半周V2和V3导通时，则绕组的极性反向，了edt为负值伏秒面积，B为负值增量，与上一半周中的B正值增量数值相等，方向相反。 在全桥变换器中，当MOSFET场效应管达到饱和时，其压降VDSS为23V, 故绕组上的电压约为Vi-2VDSS，因此，由式(3.2)可得:式中Bmax为对零值磁通密度轴的磁通密度最大偏差值，因而， (3.4)由式 (3.3)可得: (3.5) 式中Ae为铁芯截面积(cm2)，T为工作周期，f为工作频率，N1为初级匝数，Bmax为磁通密度振幅值(GS)，Vi为电源电压(V)。 设Ac为给定铁芯的窗口可绕总面积，Aps为全部绕组占用窗口的面积， SF=Aps/Ac为绕组占空系数。通常应使SF值尽可能接近1，以使绕组尽可能多的填满窗口。一般占空系数SF值约为0.75。令AP为初级绕组所占窗口实际的面积，一般初次级各占相同的面积，即Ap=0.5Aps，因而 Ap=0.5Aps=0.5SFAc=0.50.75Ac=0.375Ac 设A1，为初级线圈每匝所占的窗口面积（厘米2)，Ip为初级电流(峰值，安)、为初级绕组导线中的电流密度(峰值安/厘米2)为，N1为初级线圈匝数， 那么 (3.5)式(3.3)和(3.5)相乘得到: （3.6)式中，P1为输入初级绕组的功率(W),f为工作频率(Hz),Bmax为工作磁通密度振幅值(GS),Ae为磁芯截面积(cm2),Ac为磁芯窗口面积(cm2), d为初级线圈的电流密度(A/cm2)。设变压器、开关管和整流滤波部分的效率93%，则P1=220W。工作频率f为50kHz，由于频率较高，会引起较大磁损耗，将工作磁通密度振幅值选为较低值1000gs，这样既能降低磁损，也可避免当出现电流尖峰时造成磁芯饱和。考虑到高频率引起的趋肤效应的影响，将d选为1A/mm2。根据以上设定，由式(3.6)可得: 国产铁氧体磁芯E20。Ae=4cm2，Ac=6cm2，AeAc=24cm4，因此E20磁芯可以满足要求，但绕制线圈的余地不大。E28磁芯的Ae=7.3cm2，Ac=8.1cm，其AeAc=59.lcm4。由于工作频率较高，趋肤效应显著，批量生产时需用铜箔绕制， 绕组占用窗口面积较大，而且电路中的位置也允许，因此选用E28磁芯在确定初级线圈匝数时，为避免磁芯饱和，应选输入电压的最大值。根据式 (3.4)，初级线圈N1为:在确定次级绕组时，应考虑最大占空比和高频整流管压降Vd(取1.2V)及滤波电感的压降(取0.3V)，并选取Vi的最小值，次级一半绕组输出的脉冲电压幅值 U2m应为: 取U2m=75V次级绕组一半的匝数N2由下式求出，取7匝变压器绕制时，为尽量减小漏感，将初级线圈放置于两个次级线圈的中间,为简化变压器的绕制工艺，初级和次级线圈均采用厚度为0.lmm的铜箔绕制，绝缘纸采用厚度为0.05mm的变压器纸和厚度为。0.03mm的烟盒纸两层衬纸绝缘，可保证安全性。铜箔的截面积为0.1mm60mm=6mm2，电流密度小于2.5A/mm2，铜损较小，高频变压器满足设计要求。3.1.6 滤波电感L0的设计和滤波电容的选型 为保持负载电流的连续性，应按最小负载电流I0min，的大小考虑。假设辅助电源和固定负载所取的电流为0.75A，那么I0min.=0.75A，则滤波电感L0上电流的变化量IL为: IL=2I0min=20.75=1.5A 设滤波