工艺技术_放大器的非线性失真

第 257 页 共 11 页放大器的非线性失真非线性失真是模拟电路中影响电路性能的重要因素之一。本章先从非线性的定义入手，确定量化非线性的一个度量标准，然后研究放大器的非线性失真及其差动电路与反馈系统中的非线性，并介绍一些线性化的技术。12.1概述非线性的定义电路非线性是指输出信号与输入信号之比不为一个常量，体现在输出与输入之间的关系不是一条具有固定斜率的直线，或体现为小信号增益随输入信号电平的变化而变化。放大器的非线性定义：当输入为正弦信号时，由于放大器（管子）的非线性，使输出波形不是一个理想的正弦信号，输出波形产生了失真，这种由于放大器（管子）参数的非线性所引起的失真称为非线性失真。由于非线性失真会使输出信号中产生高次谐波成分，所以又称为谐波失真。非线性的度量方法1泰勒级数系数表示法：用泰勒级数展开法对所关心的范围内输入输出特性用泰勒展开来近似： （12.1）对于小的x，y(t)1x，表明1是x0附近的小信号增益，而2，3等即为非线性的系数，所以确定式(12.1)中的1，2等系数就可确定。2总谐波失真（THD）度量法：即输入信号为一个正弦信号，测量其输出端的谐波成分，对谐波成分求和，并以基频分量进行归一化来表示，称为“总谐波失真”(THD)。把x(t)=Acost代入式(12.1)中，则有：（12.2） 由上式可看出，高阶项产生了高次谐波，分别称为偶次与奇次谐波，且n次谐波幅度近似正比于输入振幅的n次方。例如考虑一个三阶非线性系统，其总谐波失真为：（12.3）3采用输入/输出特性曲线与理想曲线（即直线）的最大偏差来度量非线性。在所关心的电压范围0 Vi,max内，画一条通过实际特性曲线二个端点的直线，该直线就为理想的输入/输出特性曲线，求出它与实际的特性曲线间的最大偏差V，并对最大输出摆幅Vo,max归一化。即在如图12.1所示。图12.1非线性的确定12.2 单级放大器的非线性1由于管子特性引起的非线性以共源放大器为例来说明单级放大器的非线性，如图12.2所示是带电阻负载的共源放大器。图12.2共源放大器图中VS为M1管的直流工作点，即栅源电压，而vs则为输入的交流小信号，假定输入的交流小信号为： （12.4）则根据饱和萨氏方程可得其漏极电流为：（12.5）上式中ID0为直流输出，所以在输出端的交流信号可表示为：（12.6）输出信号的基波与二次谐波的幅度之比为： （12.7）由上式可以看出MOS放大器的非线性失真是由于输出电流与输入电压的平方关系引起的，当Vm很小时，二次谐波可以忽略。2 由放大器传输特性引起的非线性带电阻负载的共源放大器的传输特性如图12.3所示。图12.3带电阻负载的共源放大器的传输特性由上图可以看出，放大器的非线性失真与输入信号大小、直流工作点（偏置点）有关。一般放大器的最大输出幅度是指无失真的输出。所以当偏置点不同时同一放大器的输出幅度是不同的。由于VoVDDIDR，而放大器的电压增益为：Av=gmR，所以当电源电压为常数时，随着电阻R值的增大，放大器的增益增加，但输出幅度的动态范围减小。 12.3差分电路的非线性对于差分电路，由于输入与输出间表现出一种“奇对称”的关系，即f(x)=f(x)，所以对式(12.1)的泰勒展开式进行简化，应只有奇次项，所有的偶次项系数为零，即输入为差分信号时差分放大器不存在偶次谐波，从而减少了非线性。图12.4相同电压增益的单端放大器与差分放大器对于如图12.4所示的差分放大器，其小信号电压增益为：（12.8）与共源放大器一样，假设输入信号为Vmcost。则有： （12.9） （12.10）根据饱和萨氏方程有： （12.11）从式（12.11）可以看出，只有当时，ID1、ID2才有意义，而当Vid较小时，IDID1ID2和Vid才是线性的。所以一般认为在满足时，差分放大器是线性的。如果|Vid|Vs2时输出信号被限幅，才会失真。所以负反馈放大器在输出信号中非线性失真减小，反馈越深，负反馈放大器线性工作范围越大（缓冲器最大：它是全反馈），非线性失真也越小，当放大器进入饱和区后，输出波形限幅。当放大器输入信号本身包含有谐波成分时，负反馈是无法将这种谐波成分减小的，只有加滤波器。12.5.2改善放大器非线性失真的实际电路1共源放大器线性电阻源级负反馈如图12.10（a）所示，这是一个串联负反馈电路，且反馈系数为FRS。（a） (b)图12.10（a）带电阻负反馈的共源级 (b)不同反馈时的漏电流与Vi的关系负反馈减小了晶体管栅源之间施加的信号的摆幅，因此使得输入输出特性具有更好的线性。忽略体效应，共源级的等效跨导为：（12.33）当gmRS1时，则Gm接近于1/RS，这是一个与输入无关的值。由图（b）可以发现RS越大，则ID越稳定。该电路的电压增益为：GmR，由于RS与R都是线性化的，因此Av也是线性的。并且该电路的线性范围直接取决于gmRS，gmRS越大则线性范围越大。例12.1对于一个偏置电流为I0的共源级放大电路（如图12.10所示），其输入电压摆幅使漏电流由0.4I0变化到0.6I0。则MOS管的跨导发生变化，引起电路的非线性失真，计算以下三种情况下小信号电压增益的变化(a)RS0，(b)gmRS2的负反馈，（c）gmRS4，其中gm是IDI1时的跨导。解：假定M1工作于饱和区，则有。则：（a）当RS0时，即不存在负反馈时，有： (12.34)(b) 当gmRS2时，由式（12.33）可得：（12.35）（c）同理，当gmRS4时有：（12.36）由式（12.35）与式（12.36）可知：当gmRS2时，线性度提高了11%；而当gmRS4时，线性度提高了14%。2差分放大器的线性负载共源放大器线性电阻源级负反馈，可直接应用到差分放大器中形成差分放大器的线性负载负反馈。如图12.11（a）、（b）所示。(a) (b)图12.11 差分对中使用的源级负反馈 (a)一个电阻（b）两个电阻图12.11（a）、（b）中的差分输入的半电路相同，如同图12.10（a）所示。因此其负反馈的作用也与带线性电阻负反馈的共源放大器的效果一样。在图12.11(a)中， VGS抬高了ISRS/2电压值（比不带反馈的放大器），而当Vid0时，电阻上通过IS/2的电流，因而提高反馈深度以提高线性范围与输出压摆之间是一矛盾的关系，另外，失调与噪声都存在负反馈作用，所以对失调与噪声都有改善。而图12.11（b）中，仅用一个电阻，且电阻2RS上无电流流过，因此失调与噪声不存在负反馈作用，所以容易产生较大的失调和噪声。在MOS差分运算放大器中，要求RS能很精确，但是由于工艺原因，其电阻值存在着很大误差，所以一般在制造中采用工作在很深三极管区的MOS管作为电阻，此时的电阻呈线性特征，当VDS很小时有：Ron3=1/2KN(VGS-Vth)。如图12.12所示。图12.12通过工作在深线性区的MOSFET实现负反馈的差分对然而，当输入摆幅较大时，不能保证M3处于深线性区，因此它的导通电阻将会增大，从而引入了非线性。当图12.11中的电阻RS用两个工作于深线性区的NMOS管来实现时，就构成了如图12.13所示的电路。图12.13用两个工作在线性区的MOSFET负反馈的差分对 当Vid0时，M3与M4都处在深线性区。假设Vid为负值，即VG1VG2，由于VD4VG4VGS2，晶体管M4处在线性区，而M4则因为其漏极电压大于栅源电压，最终将进入饱和区。因此，即使一个负反馈器件进入饱和区，电路仍能保持相对线性。在设计时，令(W/L)1,27(W/L)3,4，则可得到较宽的线性范围。但是在图12.13中，当M3、M4进入饱和区时，电阻增加，在管子上的压降增大，使电路脱离了线性区。3改变输入对管的输入特性来克服放大器的非线性强制输入对管始终工作在深的线性区，如图12.14所示，图中运放A1、A2使得：VAVBVb，且不受输入电平变化的影响，而且要求VbVGS1Vth1，因此输入对管M1、M2始终工作于深线性区。图12.14输入器件工作在线性区的差分对该电路的特点为：(1) 由于M1、M2工作于深线性区，故它们的跨导较小，且为：gm1=gm2=2KN1VDS=2KN1Vb。 所以这种线性范围的扩大是以增益的降代为代价的。(2) 因为M1、M2的工作状态与Vi的共模电平有关，所以输入共模电平必须严格控制，并跟踪Vb，以便确定ID1和ID2。(3) M3，M4与两个辅助放大器在输出端会产生很大的噪声。4利用器件特性的互补法其思路是将放大器看作由一个电压电流(V/I)转换器后面再接一个电流电压(I/V)转换器构成。这样在理想情况下，电压电流转换时